[硕士论文精品]l波段高效率doherty功率放大器的设计

摘要摘要随着现代无线通信技术的发展，射频功率放大器作为无线通信系统发射机中的关键部件，其性能的优劣直接影响通信质量的好坏，因而得到了越来越广泛的重视和深入研究。现代无线通信系统如CDMA2000，WCDMA，OFDM等，希望在快速移动的环境下获得越来越大的数据传输速率，这就要求这些通信系统的调制信号变化极快和较高的射频信号峰均值比，从而使得功率放大器必须要有较高的线性度。而功率放大器的线性度的提高往往是以功率回退的形式获得，这样就导致了放大器效率的急剧下降，因此在满足设计所需的线性度要求下，如何提高功率放大器的工作效率就显得非常重要。DOHERTY技术在低输出功率情况下能达到大输出功率情况下的工作效率，可以很好地兼顾达到高效率和高线性度，并且实现方式简单，成本低廉，而且DOHERTY技术与数字预失真技术结合的结构具有更高的线性度和更大的价值。本文基于典型DOHERTY功率放大器理论基础上，加入微带补偿线后，设计了一个L波段36W平均输出功率的高效率DOHE啊功率放大器电路实例。该文简要介绍了射频功率放大器的主要性能指标，详细分析研究了放大器设计中要考虑的稳定性分析，匹配技术，负载牵引技术，DOHERTY放大器工作原理及峰值放大器偏置对DOHERTY放大器的影响等问题，重点是以FREESCALE公司的MRF6S19060N器件为功放管模型，通过安捷伦公司的AOS仿真软件，在经典DOHERTY放大器电路结构上加入微带补偿线，使得载波和峰值放大器输出端的输出信号的附加相位移变化一致，相位差不变，而微带线的高特征阻抗可以有效的阻止峰值放大器的功率泄露，从而得到在1960MHZ，平均输出功率约为36W时，其临信道功率泄漏比小于45DBE，功率附加效率高达422，三阶交调失真小于26DBC并与同种条件下未加微带补偿线的DOHERTY功率放大器，AB类放大器进行仿真比较验证，其功率附加效率比前者提升了173，比后者提高了25以上，其三阶交调失真比未加微带补偿线的DOHERTY功率放大器也改善了3DB左右，最后使用AUTOCAD画图软件完成了实物制作。关键词DOHERTY功率放大器，功率附加效率，微带补偿线，三阶交调失真ABSTRACTABSTRACTASMODEMWIRELESSCOMMUNICATIONTECHNOLOGYDEVELOPS，RFPOWERAMPLIFIERSAREBECOMINGTHEATTRACTIVESTUDY,BECAUSETHEYARCTHEKEYCOMPONENTOFWIRELESSMOBILECOMMUNICATIONTRANSMITTERANDCOMMUNICATIONQUALITYDEPENDSONHIGHPERFORMANCEOFRFPOWERAMPLIFIERSMODEMWIRELESSCOMMUNICATIONSYSTEMSSUCHASCDMA2000，WCDMA,OFDM，ANDSOON,AREINTENDEDTOMAXIMIZETHEDATARATEINAFASTMOVINGENVIRONMENTTHEMODULATEDSIGNALSOFTHESESYSTEMSVARYRAPIDLYANDHAVEHI曲PEAKTOAVERAGEPOWERRATIOSRESULTINGINHIGHLINCARITYFORPOWERAMPLIFIERSTHEIMPROVEMENTOFLINCARITYOFPOWERAMPLIFIERISMAINLYACHIEVEDBYBACKINGOFFPOWER,BUTTHEEFFICIENCYOFPOWERAMPLIFIERWILLQUICKLYDECREASESOITISVERYIMPORTANTTOIMPROVETHEEFFICIENCYOFPOWERAMPLIFIERSABOVETHEDEMANDINGLINEARITYDOHERTYTECHNIQUEHASBOTHOFHIGHEFFICIENCYANDHIGHLINEARITYANDCANACHIEVEHIGHEFFICIENCYATLOWOUTPUTPOWERASSAMEASATHIGHOUTPUTPOWERANDITHASADVANTAGESOFEASYIMPLEMENTANDLOWCOSTMOREOVER,THECOMBINATIONOFDOHERTYTECHNIQUEANDDIGITALPREDISTORFIONTECHNIQUEWILLACHIEVEHIGHERLINEARITYANDMOREIMPORTANCEFORAPPLICATIONSBASEDONCONVENTIONALDOHERTYTECHNIQUE，ALBAND40WHIGHEFFICIENCYDOHERTYPOWERAMPLIFIER、析THMICROSTRIPOFFSETLINESWASDESIGNEDINTHISTHESISTHEMAINPERFORMANCESOFRFPOWERAMPLIFIERSISINTRODUCEDANDTHEPROBLEMSRELATEDTOPOWERAMPLIFIERDESIGNSUCHASSTABILITY,MATCHINGMETHODS，LOADPULLTHEORY,DOHERTYTHEORY,EFFECTOFPEAKINGAMPLIFIERSTAGEBIASONDOHERTYPA，ANDSOON，AREANALYZEDINDETAILEDTHEEMPHASISISPUTONUSINGFREESCALELDMOSTRANSISTORMRF6SL9060NASTHEPOWERAMPLIFIERMODELANDANGILENTSSIMULATIONSOFTWAREADS，ADDINGMICROSTRIPLINESTOTHECONVENTIONALDOHERTYPATOMAKEOUTPUTSIGNALSPHASEDIFFERENCECONSTANTBETWEENCARRIERAMPLIFIERANDPEAKAMPLIFIERANDTOPREVENTPOWERLEAKAGEFROMPEAKAMPLIFIERBECAUSEOFHIGHIMPEDANCEOFMICROSTRIPINTHISCASE，THEACLRLESSTHAN45DBC，THEPOWERADDEDEFFICIENCYPAEK曲T0422ANDTHETHIRDORDERINTERMODULATIONDISTORTIONIMD3LESSTHAN一26DBCAREACHIEVEDWITH36WOUTPUTPOWER6DBBACKEDOFFFROMTHECOMPRESSIONPOINTATFREQUENCYOF1960MHZCOMPARED、析TLLTHEDOHERTYAMPLIFIERWITHOUTMICROSTRIPOFFSETLINESANDBALANCEDCLASSABAMPLIFIER,THEPAEOFTHEDOHERTYAMPLIFIER、】，ITILOFFSETLINESISIMPROVED173HIGHERTHANTHEFORMERONEAND25HIGHERTHANTHEBALANCEDCLASSABAMPLIFIERMOREOVER,THEIMD3OFTHEDOHERTYAMPLIFIERWITHOFFSETLINESISIMPROVED3DBLESSTHANTHEDOHERTYAMPLIFIERWITHOUTMICROSTRIPOFFSETLINESATLAST,THEPCBOFTHEDOHERTYPOWERAMPLIFIERHASBEENFABRICATEDKEYWORDSDOHERTYPOWERAMPLIFIER,MICROSTRIPOFFSETLINES，POWERADDEDEFFICIENCY,THIRDORDERINTERMODULATIONDISTORTION西安电子科技大学学位论文创新性声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中做了明确的说明并表示了谢意。申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。本人签名互丛日期埤缸泣西安电子科技大学关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印、或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。本人签名至J起导师签名日期坦继地少日期逊颦越丝D第一章绪论第一章绪论11技术背景及发展动态现代无线通信技术的发展对射频功率放大器的性能提出了越来越高的要求，其中的一个基本问题就是电能源消耗的限制。功率放大器作为无线通讯系统中最大的耗能元件，效率的高低直接关系着整个系统运行的成本和稳定性，为了延长通讯系统电池供电的时间，对功率放大器的效率提出了很高的要求。更高的功率放大器效率不仅能够节省电能，还可以节省电源等配套设施的投资，而且可以简化生产工艺，降低整机的散热要求，增加设备的稳定性，从而使使系统网络性能更好。为了在更宽的功率范围提升效率，目前功率放大器效率提升的技术主要有KAHN包络分离和恢复技术【LL、包络跟踪技术【2】、非线性元件实现线性放大LINC技术13L和DOHERTY技术41。前三种技术的实现需要额外的包络检波器，信号调制器等，同前三种技术相比DOHERTY技术实现方式简单，成本低廉且对系统线性度影响小。同时以CDMA2000，TDSCDMA，WCDMA为代表的第三代移动通信技术都采用了线性调制方式来提高频谱的利用率【51。这些调制信号的峰值和平均值相差较大，且功率放大器有着很大的功率输出动态范围，这对放大器的线性度提出了很高的要求。为了满足系统对线性度的要求，功率放大器可以以A类或AB类放大器形式工作在回退状态，从而获得满意的线性度，但此时的功率放大器工作效率很低功率放大器也可工作在饱和点附近，此时其工作效率最高，但放大器越是在接近饱和状态下工作，其输出的非线性失真就会越大，因此就需要线性化技术来改善非线性失真，如负反馈法【6L，前馈技术【7】【引，预失真技术191【IO】等，但是这些技术的实现需要额外增加功率放大器的附加控制、反馈和采样电路等，并且对于信号的相位非常敏感，很难实现较宽的带宽，从性能、结构和价格的综合情况来看，很难广泛应用。相比之下DOHERTY功率放大器以其良好的性能正逐渐成为目前的研究热点。DOHERTY技术在低输出功率情况下能达到大输出功率情况下的工作效率，可以很好地兼顾达到高效率和高线性度，并且实现方式简单，成本低廉，而且DOEHRTY技术与数字预失真技术结合的结构具有更高的线性度和更大的价值。目前，DOHERTY功率放大器因其兼具高效率和高线性度的特点，已成为当前射频微波功放研究的热点，主要应用在CDMA2000码分多址、TDSCDMA时分同步码分多址技术、WCDMA宽带码分多址3G通信技术及数字地面电视中，特别在手机基站发射中应用广泛。DOHERTY功率放大器技术研究可以追溯到上个世纪三十年代。贝尔实验室的WHDOHERTY于1936年提出DOHERTY放大器的概念，起初它是被应用于真空管中，2L波段高效率DOHERTY功率放大器的设计为低平均效率的传统振幅调制提高效率的替代品，DOHERTY电路的基本原理是将输入信号的平均部分和峰值部分分开放大，然后合成，从而获得高效率。DOHERTY放大器包括两个部分，一个是载波放大器CARRIERAMPLIFIER，另一个是峰值放大器PEAKAMPLIFIEO。它们的合成输入输出特性的线性区比单个放大器的线性区得到了较大地扩展，从而在保证信号落在线性区的前提下获得了较高的效率。随着无线通信系统的发展，DOHERTY功率放大器已从传统的电路结构逐渐发展至现今的非对称结构IIL】、多路结构【12】及倒置结构【131，以满足射频功率放大器日益增长的高功率、高效率、高线性的要求。I2论文的主要工作和安排本论文的主要工作内容和安排如下第一章绪论。总体说明DOHERTY功率放大器的技术背景及发展动态，论文的工作安排。第二章射频功率放大器的性能介绍。主要介绍了射频功率放大器的分类，主要性能指标及LDMOS管特点。第三章DOHERTY功率放大器的工作原理。主要讨论了DOHERTY功率放大器结构，推导了DOHERTY放大器四分之一波长传输线特征阻抗与负载之间的关系，简单介绍了WILKINSON功分器的原理，最后讨论了DOHERTY放大器三种工作状态。第四章DOHERTY功率放大器的设计。首先指明本文DOHERTY放大器设计指标，在指标下进行选管。其次对单管进行静态工作点、稳定性分析，LOADPULL求解最佳负载阻抗及源阻抗，进行单管设计。在此基础上设计完整DOHERTY功率放大的设计，并对加入微带补偿线的DOEHFTY放大器设计进行了详细分析讨论对比，最后完成实物制作。第五章结束语。对论文进行总结。第二章射频功率放大器的性能介绍第二章射频功率放大器的性能介绍2I功率放大器的工作状态分类根据设计用途的不同，功率放大器对应不同的工作状态。功率放大器按工作状态可分为A类，AB类，B类，C类，D类，E类，F类和S类14L，【15L功率放大器。在功率放大器的运用中，工作状态的确定和放大器的非线性和效率有着密切的关系，在本文DOHERTY功率放大器的设计中主要涉及到A类，AB类，B类和C类功放，如图21所示，下面就对这四种状态结合LDMOS管给出一个简单介绍。AA类杏IJ么。7工作盎J、，I；J吃I；墨厶丌喧工作直JULOA。L钓。；一IJ、，BB类奄厶兀工作点；S嵋；CAB类DC类图21功率放大器的不同工作状态AA类BB类CAB类DC类2IIA类功率放大器在A类工作状态下，LDMOS管总是工作在放大区，在此中情况下，功率管的输入信号一周内都是导通的放大区，即导通角为360度。如图21A所示，直流偏置点一般设置在截至点和饱和点中点附近，A类放大器和其他类型的放大器相比能够提供最佳的线性度，但缺点是效率较低。4L波段商效牢DOHETVY功率放大器的设计212B类功率放大器在B类工作状态下，功放只有半周期工作在放大区，另外半周期截止，即导通角为180度，B类功放在静态时电源不消耗功率，因此效率较A类放大器大大提高，理论上可达到785。在B类工作状态下，直流偏置点设置在截至点上，如图21B所示，这样和A类放大器相比必然导致线性度的降低。213AB类功率放大器B类功放的效率虽然高于A类功放，但非线性失真却比A类功放大，尤其是输入信号较小时，B类功放的非线性失真严重，这是因为导通电压所致的交越失真，为了解决这一问题，可将功放管设置一定的放大偏黄，使功放管工作时导通时间在半个周期以上导通角大于180度，如图21C所示，此类功放称之为AB类功放，AB类功放失真小于B类功放，效率小于B类功放。214C类功率放大器功率放大器的导通时间小于半周期的功放管称为C类功放，在此种放大器中，导通角小于180度，虽然C类放大器在四类放大器中非线性失真是最严重的，但是其效率最高，在射频电路中结合选频电路也得到了广泛的应用。22功率放大器主要技术指标功率放大器的性能指标主要有输出功率、功率附加效率、输入输出驻波比、增益平坦度、工作频率、谐波失真、交调失真等等。下面就简要介绍一下放大器的主要技术指标。221输出功率功率放大器的输出功率主要关心饱和输出功率和LDB压缩点输出功率。1饱和输出功率当功率放大器的输入功率达到某一数值后，再增加输入功率也不会增加输出功率，该输出功率称为饱和输出功率。当然这种说法是不严格的，因为功率放大器的转移特性在饱和时很少表现为常数。而在工作频段内其他频率处，输出功率会慢慢增加。基于这点通常用相对于某一输出功率处的饱和深度来表示，相应的输出功率称为饱和输出功率，典型的测量点为LDB压缩点。2LDB压缩点输出功率如图22为功率放大器的输出功率随输入的特性，图22为增益随输出功率变化曲线图功率，单位以DBM表示。第二章射频功率放大器的性能介绍5图22功率放大器的输出功率随输入变化的特性GDBGOPIN1DB图23功率放大器的增益随输入变化图当输入功率较小时，增益为常数，称为小信号线性增益G0。输入功率继续增大，由于功率放大器的非线性使输出功率与输入功率的比值即增益减小，当增益比小信号增益下降LDB时，称为“LDB压缩点增益”，对应输出功率为“LDB压缩点输出功率”，记为最棚，对应的输入功率称为“1DB压缩点输入功率”。因此有日出P线性一LDB2一1衡量功放性能固然希望G0大，使得在相同的输出功率下要求较小的输入电压信号，但是更主要的是匕。趱大决定动态范围上限或丑曲大决定失真较小的输出功率。221效率和功率附加效率PAE效率功率放大器的放大原理主要是将电源的直流功率转化成交流信号功率输出。但是在这个放大过程中，只有一部分直流功率被转化成为有用的信号功率并为负载所获得，另一部分被放大器本身以及电路中的寄生元件所消耗。衡量这种转化效率有两种定义，一种称为效率T7，其定义是输出功率匕与直流电源供给功率匕之比，即6L波段高效率DOHERTY功率放大器的设计R，2每亿2，显然这种定义并没有考虑晶体管的放大能力，即相同功率效率的两个晶体管的功率增益可以相差很大。通常设计者希望使用功率增益高的晶体管。功率附加效率PAEPOWERADDEDEFFICIENCY的定义包含了功率增益的因素，当功率放大器有比较大的功率增益时，尸只，此时有叩PAE。效率越高，功率损耗越小。如何保证高的效率和大的输出功率，是功率放大器设计的核心。于是给出另一种定义，即功率附加效率PAE，它的定义如下PAE生益23PK223功率增益与增益平坦度放大器功率增益有多种定义，比如转换功率增益、工作功率增益、可用功率增益等。通常用放大器输出端口的功率与输入端口功率的比值来表示增益。实际测量时，常用插入法，即用功率计先测信号源能给出的功率片；再把放大器接到信号源上，用同一功率计测放大器输出功率只，则功率增益就是G鲁C2Q增益平坦度G是指在一定温度下，工作频带内功率增益的起伏，常用最高增益与最小增益之差来定义。223交调失真交调失真是具有不同频率的两个或更多的输入信号经过功率放大器而产生的混合分量，它是由于功率放大器的非线性造成的。若输入一个信号，其角频率分别是Q、CO,、Q，由于功率放大器的非线性作用，输出分量中将包含许多混合分量嗍_NE02_PEOL朋，刀，P0，L，225各分量分别称为MNP阶交调分量。功率放大器的非线性越强，交调分量越大。假如输入两个等幅信号，则MP阶交调失真比【17】为PP坂，1019乎一一LOLG乎DBC26L，式中，露、忍、日分别对应于角频率Q、哆、Q的波输入功率；己P是第二章射频功率放火器的性能介绍7MP阶交调功率。帆。的单位是DBC，它的含义是交调分量比载频分量的分贝数，通常将交调失真与交调失真比等同。等幅信号输入功率放大器时，输出信号中存在各种阶次的交调分量，其中三阶交调分量2QQ，和2TO,IQ与基波信号角频率Q和Q。非常接近，不可能把它从信道中滤除，因此，三阶交调分量就成为强干扰信号。同理，五阶交调分量3Q一2QL和3QI一2Q也是干扰信号，但它比三阶交调分量要小得多，在系统线性要求不严时可以不考虑。三阶交调失真定义为眨见IMD31019寻1019DBC27吒L式中，和只。是分别对应角频率Q和哆。的基波信号输出功率；B是三阶交调频率2哆一Q。和2Q。一Q处的三阶交调功率；三阶交调失真是是度量微波功率放大器非线性的一项重要指标，不同的系统对它的要求是不一样的。层栅点和三阶交调系数IMD3是度量射频功率放大器非线性的两个不同指标，它们之间有一定联系。假定微波功率放大器是一个无惯性非线性网络，且在只棚点的幅度非线性很小，在上述两个假设条件下，两个角频率为劬和鸱的等幅信号输入时，片四点的三阶交调失真近似为IMD31DB2375DBE。由于理论分析中的假设，实际测量的误差以及射频功放管实际非线性特性优劣程度的不一致，在工程估笄时，常取IMD3LDB为20DBC。这里还得注意，上式仅适用双信号等幅情况，如果三信号等幅输入时，上式就不适用了。富3霄丑入功搴似B，图24LDB压缩点和三阶交调截断点示意图图24是双频等幅信号输入时基波信号输出功率和三阶交调功率对应基波信8L波段高效率DOHERTY功率放大器的设计号输入功率的变化特性。由图中看出，基波信号输出功率与输入功率是1LDB值变化关系，即输入功率增加LDB时，输出信号也增加LDB。三阶交调产物与基波信号输入功率是3LDB变化关系，即基波信号输入功率增加LDB，使三阶交调失真IMD3恶化2DB。根据上述变化特性，任意输入功率PIN时的三阶交调失真IMD3可由下式估算IMD32I圪一己I招一IMD3L拈DBC28式中PIN为基波信号Q或咙输A,13J率，毋L为基波信号LDB增益压缩点的输入功率，IMD3。栅为基波信号LDB增益压缩点的三阶交调失真。注意上式中各变量都是以DB为运算单位。图24中基波信号输出功率特性延长线与三阶交调特性延长线的交点称为三阶交调交截点，用符号皿表示，对应的输出功率为OIG，输入功率为职。它也反映了射频功率放大器的非线性，当输入功率一定时，三阶交调交截点输出功率D职越大，微波功率放大器的线性就越好。由OIG也可以估计三阶交调失真IMD32OIP3DBC29式29中，CO是基波信号输出功率。所有变量都是以DB为运算单位，它只适用信号功率较小的情况。三阶交调交截点比IDB压缩点大1012DB，它是放大器在A类工作时的一个假想点。23邻信道功率泄漏比当放大器工作在弱非线性区时，用双音信号分析这种方法很有效。由于双音分析可以比较放大器线性性能的优劣，故其在功率放大器的设计中也是很重要的。但当功率放大器工作在LDB压缩点附近或超过LDB压缩点的时候，放大器就表现出很强的非线性，IMD3很小的幅度变化也会引起IR很大的变化，进而使得双音测试的误差加大，此时双音分析就显得很不方便，必须采用其它更加有效的方法来加以分析。当功率放大器工作在强非线性区时，一般常使用相邻信道功率比ACLR博JADJACENTCHANNELPOWERLEAKAGCRATIO来分析其非线性特性。它的含义是泄漏到相邻信道的总功率与主信道的总功率的对数比值，一般用ACLR度量相邻信道功率的大小，如图25所示。CDMA技术采用随机包络的宽带信道，其调制在载波中产生紧密相邻的频谱成分，这些成分的互调导致中心载波两侧频谱的再生，其发射机的非线性将使这些频谱再生成分进入相邻信道。在多载波通信系统中功率放大器产生的非线性信号对临近信道干扰与三阶交调系数有密切的关系，ACLR可由IMD推算出，公式如下第二章射频功率放大器的性能介绍9彳CLRIMD6LOLOG熹210其中彳2N313NR22一NMOD广N2，BN2MO丁D一N2，N为信道个数，MOD是取余函数。图25ACLR示意图24动态范围动态范围有多种定义，经典定义有二种，线性动态范围和无杂散动态范围。线性动态范围定义为放大器输入口最小可检测信号与放大器满足线性要求时最大输入电平之间的差值。无杂散动态范围定义为放大器最小可检测输出功率与放大器输入等双音信号时，在输出口产生的交调输出功率相等时，放大器输入口最小可检测信号与放大器等双音输入电平差值。上述定义在放大器不常用，功放关心的是最大线性功率输出。25噪声系数噪声系数是指输入端信噪比与放大器输出端信噪比的比值，常表示为F，单位常用“DB”来表示，可定义为，总的噪声输出功率1输入噪声逻孑紫的噪声输出功率211SNRLPT|NISNR。NO一PJ互JH上口U山LOL波段高效率DOHERTY功率放人器的设计其中和F为输入信号和噪声功率，只和O为输出信号和噪声功率，噪声系数是用来衡量信号通过系统后，系统内部噪声造成信噪比恶化的程度。下降程度越大，则噪声系数也越大。如果系统是无噪的，不管系统的增益有多大，都不会添加噪声，相应的噪声系数为1。因此，有噪系统的噪声系数均大于L。在射频通信系统中，输入信号通过许多级联的元件行进，每一个元件会以某种程度降低信噪比。则系统总的噪声系数119J可以表示为历删唧等器GNLG2GI212其中局、局、弓、目分别为各级噪声系数，GL、G2、GN分别为各级增益。从式27可以看出，作为无线通信系统中最后一级的功放，其噪声对整个系统的噪声影响是很小的，因此，噪声系数在功率放大器中一般较少考虑。26LDMOS管的特点RFLDMOS管是为射频功率放大器而设计的经改进的N沟道MOSFET，其基本结构【20L如图26所示。图26LDMOS器件的结构图LDMOS管具有横向沟道结构，漏极、源极和栅极都在片表面。源极一般由体内高杂质浓度通道与衬底底部相连接并接地。在沟道与漏极之间有一个低浓度的刀一漂移区。LDMOS管采用双扩散技术，在同一光刻窗口相继进行硼磷两次扩散，由两次杂质横向扩散结深之差可精确地决定沟道长度。沟道长度可以做的很小并且不受光刻精度的限制。由于LDMOS管在工艺上易于实现亚微米的沟道长度，故跨导、漏极电流、最高工作频率和速度都较一般MOSFET有大幅度的提高；高阻漂移区的存在提高了击穿电压，并使漏源两极之间的寄生电容得以减小，这有第二章射频功率放大器的性能介绍利于提高频率特性。另外，在正常工作时漂移区是全部耗尽的，因而栅漏两极之间的电容是很小的。还有一点值得注意，LDMOS管在集成电路中作功率器件是特别适合的，即具有易于集成的特点。在射频应用方面，与双极晶体管相比较，LDMOS有许多优点由于在大电流范围的跨导保持较大并为常数，故线性放大的动态范围较大，并在较大输出功率时能有较大的线性增益；交调失真低，这是双极晶体管所不能达到的。LDMOS器件的性能比双极晶体管优越而价格却比GAAS、GAN器件低得多，硅LDMOS技术为性能价格比要求十分严格的个人通信系统基站提供了理想的低成本解决方案。LDMOS已经成为生产低成本基站功放的最佳射频功率器件，其必将使我们设计的大功率放大器的性能指标得到大大的改善。第三章DOHERTY功事放大器的工作原理第三章DOHERTY功率放大器的工作原理31DOHERTY放大器结构DOHERTY功率放大器电路结构14】最初是由贝尔实验室的WHDOHERTY于1936年提出来的，起初它是被应用于真空管中，为低平均效率的传统振幅调制提高效率的替代品。最简单的DOHERTY放大器电路拓扑如图31所示，DOHERTY功率放大器实际上是由两个平行的功率放大器组成的，它们的输出用一段X4的波长线连接起来。上面的放大器被称为载波放大器，是一个被偏置在AB类的功率放大器下面的放大器被称为峰值放大器，是一个被偏置在C类的功率放大器。载波放大器输出端串接一条X4的微带线起阻抗变换的作用，峰值放大器输入端的G4线起相位平衡作用。当载波放大器接近饱和时峰值放大器输出电流，由此减小载波放大器输出端向负载看去的输出阻抗，这样就能让载波放大器在达到饱和时输出更多的电流，这种现象可以用“有源负载牵引”的理论【2LL来解释。采用此方法可以使载波放大器在饱和输出功率点处功率回退6DB的情况下获得和输出饱和功率一样的效率。图31DOHERTY功率放大器结构示意图32有源负载牵引原理有源负载牵引技术可以由图32说明，当源2输出电流时，源L的内阻会随之变化，运用电路分析详细推导如下当源2和源L同时为负载R提供电流时，R上的电压可以表示为14L波段高效率DOHCRTY功率放大器的设计源11112源231图32有源负载牵引原理示意图由于有源2电流的加入，所以源L的输出阻抗可以表示为墨墨咩32同理，源2的内阻可表示为是喇警33将上面的式子可以推广到高频交流电路中，此时，电流电压可表示为相位幅度的形式，式32可以表示为ZL础鲁3_4这样，ZI可根据鲁的变化而变化，当鲁相位相同时，ZL变大，鲁当相位相反时，互变小。如果把两个源换成射频晶体管的输出跨导，有源负载牵引技术就能适用于射频电路了。当两个晶体管并行连接，其中的一个晶体管可以通过适当设置另一个晶体管的偏置，根据提供电流的大小和相位而改变其内阻。这种方式能够适用于两个不同的外围电路和偏置电路的功放管来构成DOHCRTY功率放大器。33四分之一波长阻抗变换传输线由图31可知DOHERTY功率放大器结构需要在载波放大器和负载吃之间加入一第三章DOHENY功率放人器的工作原理15个阻抗变换器来实现负载调制的功能，大多数DOHERTY放大器设计采用的是一段四分之一波长线来实现这个功能。VIIMPEDANCEINVERTER，Z图33DOHERTY放大器原理图图33中四分之一波长传输线的传输矩阵【221为阡K乒蚴P5，由该矩阵可得巧忍36式中圪为负载的电压，它由载波放大器的输出电流厶决定，整个电路的线性度主要由载波放大器的特性来决定。峰值前大器的作用是维持主放大器的输出电压使它不致于削波。这种关系可以用下式来表示专吃37其中，L跟，P的关系可以表示为JLP2专“、3S将式38代入式37，得圪Z要，艉一39这个公式可以表达峰值放大器作用于载波功放的关系。四分之一波长阻抗变换线的作用可以被理解成，它可以在载波放大器接近饱和时减小它的输出阻抗，从而加大了系统的电流，保持了它的效率。16L波段商效率DOHERTY功牢放火器的设计34传输线特征阻抗的确定DOHERTY技术的意义在于能在更大的输出功率范围内保持高效率，这区别于普通的功放只能在峰值功率输出的时候才能有较高的效率。这个现象的原因在于载波功放已经饱和的情况下，它的输出阻抗会因为峰值放大器和四分之一波长阻抗变换线的作用而减小，从而能输出更多的功率，保持高的效率。在理解了DOHERTY功率放大器的原理之后，分析传输线的特性阻抗就变得很关键了。要正确地实现负载调制的功能，需要理解四分之一波长传输线的特性阻抗与负载R之间的关系。如图34说明了这种关系。VTZTLP图34DOHERTY放大器电譬吾图由有源负载牵引原理可得图34中阻抗的关系式ZO1去Z21鲁四分之一波长阻抗变换线的阻抗变化关系可以表示成Z仡止忑冰鲁等由等电势的关系可知VD,K厶由式37可得厶老将式314，式315代入式310，得310311312313314315第三章DOHERTY功率放大器的工作原理17把上式代入式312得ZO争316ZI2IZ荸TL2Z乙1笠笋载波放大器的输出电压K2ZL2I砰21V哪，VM317318图35理想DOHERTY功率放大器输出电压电流值曲线图从图35理想DOHERTY功率放大器中主放大器和峰值放大器的电流电压特性曲线可以发现，当输出功率回退在6DB以内的时候，它都能保持最大值1231。现用N0141B。112一L是F一142，O42其中式421、422中的A为LS，一是TSL43在ADS中对MRF6S19060N进行稳定性仿真时，由于DOHERTY功率放大器电路中载波和峰值放大器栅压偏置不一样，所以对栅压和频率同时进行扫描栅压变化范围为“3领率变化范围为LOHZ22GHZ,仿真结果如图42所示。由结果可知在1930MHZ1990MHZ范围内。KIB10因此MRF6S19060N功放管在工作频带内是稳定工作的。122P口T圈42MRF6S19060N的稳定性分析图425功放管的最佳负载阻抗和源阻抗求解负载牵引技术1291，就是放大器在大信号电平激励下，通过连续变换负载测试输出功率，然后在史密斯阻抗圆圈上画出等功率圆和等增益圆曲线。这样就可以选择适当的输出阻抗准确地设计功率放大器，达到所需的增益和输出功率。如图43在ADS的ONETONELOADPULLSIMULATION的模板中对MRF6S19060N器件进行LOADPULL和SOURCEPULL求出其最佳负载阻抗值和源阻抗值，在求得的最佳值下再分别进行LOADPULL和SOURCEPULL，交叉反复选代P叭圳，其中可以修S，的中心值、半径及减少输出曲线里的等功率圆，等功率附加效率圆步长来达到一个最佳的输出功率和功率附加效率值结合值，最终求得在输入功率为33DBM时输出功率为498DBM，功率附加效率为5522，此时晟佳负载阻抗值三3一，47。同理可得最佳源阻抗阻抗五删4一，9。掣塑苎丝至堡墨墅型翌兰里查兰望垦兰圈43MRF6S19060N的LOADPULL圈426单级功率放大器的匹配由前面知道MRF6S19060N的最佳负载和源阻抗值后，在ADS中TOOLS的SMITHCHART工具里进行匹配。由于L波段四分之一的波长线较长若采用二项式多节匹配变换器进行匹配，则使实物板图尺寸过大，参考MRF6S19060N器件手册采用四节变阻微带线进行匹配从而可以减少匹配线的尺寸。以输出匹配为例，取最佳负载阻抗五删3一J47的共轭值对其匹配到特征阻抗50欧如图44圈44SMITHCHART匹配图在SMITHCHA中完成初步的阻抗匹配后，再将匹配电路映射到ADS中。采用ADS附带的微带线计算工具LINECALC，先设定微带线92埘底的相对介电常数，基板的厚度，铜箔的厚度等后，再对徽带线尺寸进行计算，如图45所示。设定目标值后对微带线尺寸进行优化仿真，可以得到最佳的微带线匹配尺寸值，如图46所示。些型塑里图45微若缱尺寸计算凹匝回雕蓄季甄427偏置电路的设置图46微带线尺寸值优化酗直流偏置电路有双电源设计和单电源设计，都要求栅极电压应该在漏极电压之前加上，否则放大器容易被烧毁。双电源设计需要源极直接接地，可以使源极的串联电感最小，能提供最大的功率增益，多适用于对功率放大器。10S500MA的功率放大器有时需要使用带有时序电路的双极型电源，以便使栅极偏置能够在漏极偏置之前加上。单电源设计要在源极引入串联电阻，可以增加电路的稳定性，简化电路结构广泛地用于中、小功率放大器的设计。但是，由于源极电阻要消耗一部分直流功率，会导致放大器的效率降低。偏置电路为放大器提供正确的工作状态，它设计的好坏直接影响射频有源器件的性能。一般情况下，希望偏置电路的加入不影响原匹配网络的性能，这就要求偏置电路对射频信号相当于开路。在某一频点上这个要求是很容易达到的。目前窄带放大器电路设计中屉常用的是使用四分之一波长高阻抗微带线作为偏压引入线，在终端使用扇形线或电容短路。本论文采用器件手册中的偏置方式，如图47所示。其中互。，五，为四分之一国臼。要幢一膏圉冒雷暮基巍|L波段高效率DOHCRD功率放大器的设计波长线，分别与C2、C6组合用来高频扼流。同时漏级、栅极偏置并联多个电容来保证供压稳定。图47偏置电路图428单管功率放大器的输出特性在对MRF6S19060N进行匹配完，加入27V偏置电压后，其电路图如图48所示。图48单管放大器电路图在中心频率1960MHZ下对其输入功率进行扫描，其输出功率和增益随输入功率变化如图49所示。；与ON两1L眦LIRFPOWER,33LIRFPOWER3100IPOUTW7696J塾壁垒曼垄LRFPOWER_DB图49单管放大器输出功率和增益随输入功率变化图。竺，第四章DOHERTY功丰放人器设计由图49可知单个功放管在输入为33DBM时的输出功率为7696W489DBM，这与L0ADPULL中的49DBM相一致从而验证了整个电路电路匹配性能良好。同时在033DBM输入功率范围内，输出功率增益在1626DB156之间，增益平坦度小于LDB。对功放管在输入功率33DBM时进行频率扫描，扫描范围为1930MHZ1990MHZ，其增益随频率变化曲线图如图410所示，由图可得，功放管在带内增益变化不超过04DB。DI兰母C9RFFREQ_DBM图410单管增益随频率变化图43DOHERTY放大器电路的设计431WILKINSON功分器的设计由34节知，在频率为1960MHZ时，四分之一波长线长为248MM，此时并联电阻为100Q，WILKINSON功分器的S参数输出特性如图41L所示。由此可知在工作频率范围内设计的WILKINSON功分器接近理想等分功分器。疗正1851舶1艏22晒2102152加们硝GHZ图41L功分器S参数输出曲线图432整个DOHERTY功率放大器的设计仿真上节对完整的单级功放进行了设计，在DOHERTY电路中，需要把两个或多个单级放大器进行并联。本设计采用了G4微带线来进行并联和阻抗变换。由于单级L波段商效率DOHERTY功串放大器的设计放大器匹配的最佳阻抗为50FL。由34节分析及图412所示，连接到载波放大器的A4微带线的特性阻抗为50FL，最佳负载阻抗为225Q而射频系统的最终的负载一般为50Q，故还必须通过另一段微带线将225Q转化为50FL。这段微带线特性阻抗应为而35Q。T渡麓大量图412DOHERTY放大器电路图在以上的分析基础上，用WILKINSON将载波和峰值功率放大器输入端连接起来，且在两放大器的输出端有14波长线并联连接，则整体DOHERTY功率放大器电路如图413所示，其中载波放大器的偏置电压为27V，在AB类状态下工作，峰值放大器的偏置电压为LV，工作在C类放大状态。图413DOHERTY功率放大器电路图对DOHERTY功率放大器在中心频率1960MHZ进行ONETONE仿真，则PAE随输出功率变化曲线如图414所示。其在输出功率约36W时，PAE为2493，与同条件下的平衡AB类放大器进行比较，则两者的PAE随输出功率变化曲线如图415所示，其中DPAI为DOHERTY功率放大器，CLASSAB为平衡AB类放大器。由图415可知，DOHERTY功率放大器在功率回退6DB时，其PAE与平衡AB类放大器相比不会超过10，提升幅度不大，未能达到传统DOHERTY理论上的高效率提升结果。经分析，理想的DOHERTY放大器原理认为在低输入功率状态，峰值放大器偏置在C类工作状态下是开路的，而实际情况是在源漏两级之间存在着一定第四章DOHC啊功率放大器设计大小的开路电阻和电容CDS，峰值放大器在输出端总会表现出一个输入电阻阻抗，这个输入阻抗主要是由放大器的制造工艺和外部匹配方式决定的。当这个输入阻抗较低时，载波放大器就会有功率灌入到峰值功率放大器，从而造成功率泄露，如图416所示，其中POUT为DOHERTY功放总输出功率，POUTCARDER为载波功放输出功率，POUTPEAK为峰值功放输出功率。图414DOHERTY功率放大器PAE随输出功率变化图山叠岩击也薹薹12POULDBM图415DOHERTY放大器与平衡AB类放大器效率比较图416DPAI各输出功率随输入功率变化曲线图基一32L波段高效率DOHCRTY功率放大器的设计433加入微带补偿线的DOHERTY功率放大器设计DOHERTY功率放大器的峰值放大器由于输出阻抗小，载波放大器在低输入功率时输出功率比前者大，而导致载波放大器对峰值放大器灌入功率，形成功率泄漏。加入特征阻抗微带补偿线后，载波和峰值放大器输出端的附加相位移变化一致，从而两者输出信号相位差不变，而微带线的高特征阻抗可以有效的阻止载波放大器的功率泄露，随着输入功率的增大，峰值放大器的输出功率逐渐增大到饱和点，最终峰值放大器与载波放大器都以最佳匹配阻抗输出，达到DOHERTY功率放大器的晟大输出功率P引。进行优化后，补偿线的长度为132MM，约为053A。加入微带补偿线的DOHERTY放大器电路如图417所示，其中DPA2表示加入补偿线的DOHERTY放大器，红线框内为微带补偿线。图417DPA2电路图首先对DPA2在中心频率1960MHZ进行ONETONE分析，其功率附加效率PAE随输出功率变化曲线如图418，其输出功率和增益随输入功率变化如图419。LMLILM2LIPOUTDBM4556ILPOUTDBM5150I睦坐亟坠曼旦堕垒曼苎2苎至至型I巳垡玉F叁曼皇堡J璺婴三望墨鸟6040LU30乱20100I多；R；HI；POUTDBM图418DPA2功率附加效率PAE随输出功率变化图第四章DOHENY功率放大器设计盖J己IXO竺3I丘RFPOWER_DBMJP图419DPA2输出功率和增益随输入功率变化图由图418，图419知DPA2功率附加效率在功率回退6DB时为4222，O37DBM输入功率范围内，增益在13114DB之间，增益平坦度小于LDB，且在37DBM输入功率时，DPA2输出功率为100W。理论分析，加入补偿线后，DOHERTY放大器的泄漏功率将得到改善，对比DPA2与DPAL的泄漏功率，如图420所示。将DPA2与DPAL、CLASSAB的功率附加效率随输出功率进行比较仿真结果如图42L。蠹嚣主舌ORFPOWER_DBM图420DPA2与DPA2的泄漏功率随输入功率变化图山山UJ也乜也笔掣羔吕吕UPOUT_DBM图421DPA2，DPAL与CIASSAB的PAE随输出功率变化比较图L波段高效率DOHERTY功率放大器的设计由以上分析对比可知，加入补偿线后，DPA2的最大泄漏功率为086W，比DPAI改善了107W，同时DPA2的功率附加效率在功率回退6DB时比DPA大1729，比平衡AB类放大器大了将近25，效率得到了大幅度的提升。对DPA2和DPAI进行2TONE分析，令中心频率为1960MHZ，在输入端加入K25MHZ的一组双音信号，其中石196125MHZF2195885MHZ，载波功放栅极偏压为27V，峰值功放栅极偏压为LV，两放大器的三阶交调失真如图422所示，结果显示在输出功率36W时，DAP2的IMD3比DPAL也改善了10DB。由以上可知，DPA2在效率，交调失真方面都优于DPAL。DPAL_H2TONEPOUT_W1632I电娃垤F型堡1口OMIMD3J艮一一一一岔盏三IOD乏乏0一CCOO式氏工工一LNI山山OO图422DPA2与DPAI的IMD3随输出功率变化图在功放输入口加入中心频率为1960MHZ、信道宽度为12288MHZ的CDMA信号，对DPA2进行ACLR测试，测试结果如图423。仿真发现，加入微带补偿线的DO