反激变换器辅助电源的设计

1、辅助电源部分辅助电源设计采用uc3842a 芯片，具体设计过程如下。1、功能指标参数交流输入电压范围：vin90 265v电网电压频率：fr40 60 hz最大输出功率： pout30w输出电压： v015v效率： =85%开关频率：fs60khz2、电路原理图图 1 反激变换器电路原理图3、主电路参数设计3.1 变压器设计（ 1）根据 ap 值选择磁芯面积乘积 ap 为绕组窗口面积（ aw）和磁芯横截面积的乘积（ae）。同时，将ap 值与输入功率联系在一起，可以得到以下公式：11.1 pin1.143apcm4fs * b * k p * ku * k t其中， pin 是额定输入功率；b

2、为磁通密度变化量，一般为0.2t；kp 为磁芯窗口有效使用系数，一般取 0.20.4；ku 为绕组填充系数，一般取0.40.5；kt 为均方电流系数， 等于直流输入电流与最大原边电流的比值，一般取 0.71.4；kk p * k u * k t 为铜有效利用系数，一般取 0.10.2。1.1431.143ap11.1* pin11.1*36=0.318cm4fs * b * k p * k u * k t60*10 3 *0.2*0.32*0.4*0.71经过计算， ap 约为 0.318cm4。为了保证足够的功率裕量，选择tdk 系列ei33/29/13 磁芯， ap 1.5854cm 4

3、， ae118.5mm 2 ， aw 133.79mm 2 。（ 2）原副边匝数计算输入平均电流：pout=30i av0.27( a)* vin (min)0.85*127其中： vin (min) 为最小直流输入电压，vin (min)90*21.0127v ；输入电流峰值大小：ip2ip1输入电流波形示意图2i avi pk(1k )* d maxi其中： kip1，根据经验，当p40w 时， k=0.50.6 ；当 p40w 时， k=0.350.45 。p 2本设计中， p40w，k 取 0.4；为了保证工作于dcm 模式，占空比最大值取dmax=0.4，所以有： i pk2i av

4、2*0.270.96( a)k)*dmax(1(10.4)*0.4初级电感量：lpvin(min)*dmax127*0.40.882*103( h )i pk *f0.96*60*103最小原边匝数：lp * i pkv (min)* t (max)8np (min)inon*10ae *bae *bvin (min) ：最小直流输入电压（v ）；ton (max ) ：最大导通时间， （s）；b ：磁心磁通密度变化量，单位：高斯，一般取值范围为：10002500 高斯；a ：磁心有效截面积，选用ei33/29/13 磁芯 ，其ae=118mm2=1.18cm2en p (min)vin (m

5、in)*ton ( max) *10 8 127*0.4* 16.7*10 6*10 845匝ae *b1.18*1600副边匝数：(vovd )* n p *(1dmax )(15 1)*45*0.69匝nsvin (min)* dmax127*0.4ns：副边匝数； np：原边匝数； dmax：最大占空比； v d：输出整流二极管压降；取 ns=9匝辅助供电绕组匝数：n辅助ns vf19 169匝；vo116（3）绕组线径选择电流密度取 j=500 圆密尔 /a; 由于趋肤效应，绕线表面电流大而内部电流小，开关电源设计时，单根线径不得超过趋肤深度的 2-3 倍 ；趋肤深度计算公式：d6.6

6、1 k65.5（温度 t=20 ）ff带入参数： f=60khz，温度 t=20趋肤深度：d6.61 k65.50.267(mm)f60*10 3选用线径 d=0.38mm的铜线作为绕组导线。单根导线的圆密尔数：( d ) 23.14*0.192s12*1000*1000 224(圆密尔 )0.50660.5066原边电流峰值为 ipk =0.96a，平均电流为i rmsi pkdmax0.35( a)3原边绕组绕线根数 ：n1i rms * j1(根 )s1副边绕组绕线根数：i rms2 * j2*500n 24(根 )s1224其中 i rms2= 2a综上可得变压器参数，如表(1)所示：

7、表(1) ：变压器参数表绕组单根绕线线径绕组匝数绕线根数原边0.38mm451副边0.38mm94辅助输出0.38mm91磁芯ei33/29/13（pc40）骨架ee33（6+6）3.2 保险丝选择当输入最低、 负载最重时， 输入电流有效值为考虑留有一定裕量， 根据前面计算可知，当输入电压为 90v 时，输入电流峰值为 0.96a ，故保险丝的耐压耐流为 250v、2a 。3.3 整流桥选取最大交流输入电压为 265v，整流后电压约为 400v，考虑电压留有 1.52 倍裕量，电流留有 23 倍裕量，选取整流桥型号为 kbp206，其可承受最大电压为600v，最大电流为 2a ；3.4 选取输

8、入滤波电容整流桥前端用 sr 公司生产的 0.1uf/275v 滤波电容；整流桥后端用 nitsuka 公司出产的 1uf/630v 滤波电容，滤除整流后电网中的高频纹波干扰；电路输出功率为 30w，一般储能电容的选取原则为 1w/(12uf)，为保证足够裕量，同时降低输入电网侧电压波动，则选择滤波储能电容为 100uf/450v；3.5 选取开关管由前述可知原边电流峰值为 0.96a，开关管耐压为 500v，考虑一定裕量，则选取开关管为 13n50c，耐压耐流值为 500v、13a。3.6 峰值电流检测电阻选取考 虑 成 本 问 题 选 择 电 阻 检 测 开 关 管 电 流 ， 检 测 电

9、 阻r151/ i pk 1/ 0.96 1 ，检测电阻功耗约为 1w，选取为 1/2w 的金属氧化膜电阻。电流误差放大器正向输入端最小反馈电阻受限于误差放大器的拉电流（ 0.5ma），和经过2 个二极管压降（ 1.4v ）到达电流误差放大器反向输入端的电压，其中电流误差放大器反向输入端的电压等于稳压二极管钳位（1.0v ）3 倍，于是有：r12-13.0v1.4v8.8k0.5ma实际过程中考虑电压留有一定裕量，取3 脚对开关管漏极电阻12k。3.7 副边二极管选取考虑副边电流有效值为 2a ，电流留有一定倍裕量，快恢复二极管选用fr307，其最大正向流通电流为 3a，最大反向耐压为 700

10、v。3.8 输出电容和输出小型lc滤波器的选取根据输出功率和电压纹波要求，一般选取纹波电压为输出电压的 1%，即0.15v，满载时输出电流 i=2a ，考虑到电容的 esr 所形成的尖峰电压，取较大的输出滤波电容可以减小 esr 的影响，综合考虑，选取输出电容为 2200uf/63v；滤波电感 l= 10uh,输出高频滤波电容为 1uf/63v 和 0.1uf/63v 并联。3.9 rcd 钳位电路设计由于钳位电路中r 和 c 值都比较大，因此钳位电容在每个开关周期都不会有 太 大 变 化 ， 用 一 个 恒 定 值 vclamp 来 表 示 电 容 两 端 的 电 压 ， 则 有vclamp

11、0.9v( br) dssvin max0.9500311139v ，其中 v( br) dss 开关管最大耐压为500v， vin m ax 为最大直流输入电压为311v。2(vclampvor ) vclamp2 (139 75)139钳位电阻： r( i p )2 fs20u 0.96216(k )llk60k其中 vor 副边折射到原边的电压，llk 变压器漏感值；vclamp139钳位电容： c0.052(uf ) ；vclamp r f s 0.02 139 16k 60k折中考虑钳位能力和钳位电阻上的功率损耗，最后确定取值r2=10k/3w 的金属膜电阻，取 c401=0.1uf

12、/600v的薄膜电容，二极管选取快恢复二极管，fr307耐压 700v，能持续流过 2a 电流；3.10 芯片供电启动与供电电路如图 (4)所示，查阅 ti 公司出产芯片 uc3842a ，芯片启动电压大于等于 16v ，启动 电流大于等于 1ma, 这里选 择为 2ma ，则启动电阻vin (min)16127 1656k，芯片启动后电路开始工作， 这时候芯片供电r 1-1103210 32就由辅助绕组提供，计算方法与反激变换器普通输出计算方法相同。v in dcrln pvccn f图 (4)启动与供电3.11控制电路参数设计(1) 反馈采样电阻设计反馈采样部分电路如图 (5)所示， tl

13、431 基准电压为 2.5v，则分压到 tl431 参考端的电压应为 2.5v 左右，由 tl431 数据手册可知， 只要流入 tl431 参考端的最大电流小于 2ua，则不影响电路正常工作，经分析知只要 i1 大小为 250ua到几毫安范围内，则不会影响结果的正确性，这里经过计算取r110_1=10k，rp1=5k，r17=2k ，此时 i1 大小为 15/(17k) 0.88ma,15v2.8k，满2.5v17 k足要求。vor13tl431r14i 1r15图 (5) 采样电路(2) 光耦隔离部分参数设计光耦隔离电路如图 (6)所示，光耦部分与 uc3842 补偿部分一起构成整个电路控制

14、器部分，这里选取 r17 为 1k，图中， r10 和 r11 的作用是给 tl431 提供工作电流并能确保光耦原副边有适当电流，即vfb 有适当电压，为2.5v左右 因(为 uc3842 的参考电压为 2.5v)，以保证电路正常工作；由 tl431 数据手册可知，其最小阴极电压和工作电流分别为 2.5v 和 1ma，因此 r10 和 r11 的设计要满足一下条件：vovd2.5r10i fbvd1mar11式中， v d 为光耦二极管正向压降 (通常为 1v) ，ifb*r17 为 vfb 提供适当电压，这里 ifb 取 1ma ，则可得到 r10 1.5k ，r11 1k，这里取 r10=

15、470，r11=1k；图中 c12 与 rupper 形成一个零点，零点频率比所设计的剪切频率小，控制电路中剪切频率取为开关频率的 1/101/20，这里取开关频率 1.5khz ，零点频率趣取为 1khz ，即 1/( 2 * c12 * rupper )1k ，rupper=14.2k，则可计算得 c12 为 10nf。vovor10pc817r11r13vfbrupperr17c12r14tl431rlowerr15图 (6) 光耦隔离电路(3) 振荡电路参数设计根据 ti 公司给出的 uc3842a 芯片资料，考虑 ct 值不宜过大取 ct=4700pf，选取 sr 公司出产的 wim

16、a 电容，电阻 rt=5.6k，即就是 r7=5.6k， c9=4700pf由 f s 1.75 得出振荡频率 fs 66.5khz ，符合设计要求。ct rt(4) 控制器参数设计根据系统的闭环传递函数， 可以判断该系统是否稳定。 一般情况下， 只要设计适当的补偿网络，使系统闭环回路增益的相位裕量为 45度以上，并以 -20db /dec 的斜率穿过剪切频率， 就可以保证系统稳定工作。 补偿网络的类型由系统的传递函数和补偿要求来决定， 采用峰值电流控制的 flyback变换器的闭环传递函数框图如图 (8)所示。vref +vceovogc(s)gveo(s)-h(s)图 (8) 反激变换器闭

17、环系统传递函数框图图中 gveo(s)包括了调制器和占空比到输出部分的传递函数， h(s)是采样部分传递函数，各个传递函数的表达式如下：gveo(s)vo (s)vin(ro f s /(2lp) lp /(vin rs )vceo (s)h (s)rlowerrlowerrupper控制框图中，将 uc3842补偿部分和光耦隔离部分作为控制器部分， 在交流小信号分析中，这里将采样部分也归入控制器设计中，则补偿前回路增益函数为：gveo (s)vo (s)( ro f s /(2lp ) lp /(vinvinvceo ( s)1273.75 64k82u2 82u1270.25rs ) /

18、3resr co s 1roco s 12/ 3 resr co s 1 ro co s 123.75 64k82u6510 6 s1127127 0.25/ 310 3 s12 82u4.125其极点频率为 fp=38hz,零点频率为 fz=2.5khz,由 gveo(s)可知： gveo(s)的低频段直流增益偏低，为了提高直流增益，可以在补偿网络中引入一个积分环节 ; gveo(s)含有一个极点，它会引起相位滞后。因此补偿网络应该一个零点，用来抵消极点对相位滞后的影响 。 为了使补偿后系统的高频增益迅速衰减，要求补偿网络除含有一个零极点外，至少还要含有一个非零极点。综上分析，补偿网络需包含

19、一个零点， 一个零极点和一个非零极点， 等效电路如图 (9)所示，对应的传递函数为vceo ( s)r2r2 c1 s 11gc (s)r1r2 c1s r2 c 2 s 1vo (s)vor2c1r1c2v ceov ref图 (9) 补偿网络等效电路图由于在本设计中 uc3842的补偿部分和光耦隔离部分组合形成pi调节器，光耦部分的传递函数 (电路如图 (6)所示 )为：vfb (s)r17rupperc12 s 1gc1 (s)ctrrupperc12svo ( s)r10这里 ctr是光耦电流传输比， pc817c的ctr=24，这里取值为 3，则gc1 (s)vfb ( s)ctr

20、r17rupperc12s 1vo ( s)r10rupperc12s1 142（ 1）10 6 s 1314210 6 s0.47系统补偿前回路增益函数的 bode 图如图 (10)所示；根据采样定理，为了保证系统稳定，补偿后截止频率 fc必须小于开关频率 fs的一半。实际上为了更好地消除开关频率上的纹波，通常将 fc 取为开关频率的 1 /10 1 /20，由图 (9)可知，在 f=1k2.5k 段内，增益斜率为 -20db /dec，为补偿方便，故选取截止频率 fc= 1.5khz。由于 uc3842的补偿部分和光耦隔离部分共同组成 pi调节器，又由 (1)式和图 (9)可得，uc384

21、2的补偿部分只需要一个直流增益为 1的单极点，电路如图 (11)所示，其传递函数为：gc2vceo (s)r41( s)r18r4 c 8s 1vfb (s)bode diagramgm = i nf , p m = 107 deg (at 157 hz)20)10bd(0edsystem: gutifrequency (hz): 1.52e+003n-10gm agnitude (db): -18am-20-300)-30ged(esah-60p-90010123451010101010frequency (hz)图 (10) 补偿前的 bode 图r4c8r18v fbv ceov ref

22、图 (11) uc3842 补偿电路这里，选取 r18=100k ，极点频率只要比 fc大，比开关频率的 1/2小就行，这里选取为极点频率为 10khz ，则由此可得 c8=150pf，补偿网络等效传递函数为：gc ( s) gc1 (s) gc2 (s)vceo (s)6.414210 6 s 11vo (s)14210 6 s150 10 9 s 1)db(edtuingam100500-500bode diagramgm= i nf , pm = 78 deg (at 1.49e+003 hz)补偿网络补偿后system: untitled2frequency (hz): 1.51e+0

23、03m agnitude (db): -0.0286补偿前)gde(eshap-45-90-135-180011023456101010101010frequency (hz)图 (12) 补偿网络和补偿前后系统bode 图图 (12)绘出了补偿网络和补偿前后系统的波特图。由图可见，补偿后系统的低频增益提高，中频带变宽， 高频增益迅速衰减 ; 并且以 20db /dec的斜率穿越剪切频率，与设计期望一致 ; 同时相位裕量为 78度左右，达到了系统的稳定要求。元件清单：commentdescriptiondesignatorfootprintlibrefquantity104/1000vc31r

24、ad0.3cap1cap pol1polarized capacitorc32rb5.0/10cap pol11(radial)0.1u/630vc33rad0.4cap11uf/630vc34rad0.4cap1100uf/450vc35rb10/22elector11capcapacitorc36rad-0.3cap1capcapacitorc37rad-0.4cap10.1u/275vc38, c39rad0.4cap2104c40rad0.4cap1cap pol1polarized capacitorc41rb2.0/5cap pol11(radial)104/275vc42mpf191408-104v400cap1102c43rad0.2cap1104c44rad0.2cap1c