最优秀的同步整流驱动IC-UCC24610

1、绿色同步整流器控制IC UCC24610在新一代绿色开关电源中，提高能效的关键技术是同步整流。二次侧控制各 种电路拓扑的同步整流器控制IC UCC24610。其为高性能控制器，即能驱动标 准电平MOSFET，也可以驱动逻辑电平 MOSFET，它即能大幅度减小整流的功 耗，还能间接地减小初级侧的损耗。采用漏源电压检测，最适于反激变换器和 LLC谐振半桥，其最适于4.5V5.5V的输出电压，它提供一个可调节的辅助触 发滤波器调节时段自动地在轻载之下开关， 而且SYNC输入还可用于CCM系统, 保护特色在TON和EN/TOFF端，防止由于开路或短路造成的导通运行。主要特色如下：直到600kHz工作频

2、率；Vds MOSFET 检测；1.6Q漏入、2.0Q源出的栅驱动阻抗；自动轻载管理；可调输入的保护特色；20ns典型的关断比例延迟； 可以直接从5V输出电压供电； 可以从休眠和轻载模式下同步唤醒； 最少的外部元件；由UCC24610作反激变换器同步整流的电路如图1:图1 UCC24610做反激电路同步整流的基本应用电路 由UCC24610作LLC谐振半桥同步整流的电路如图 2:YD TE VS TOM EWTOfT OND图2 UCC24610做半桥电路的同步整流驱动电路UCC24610的内部方框电路如图3:VCCMmimum Qn-TimeEIM 仃 OFFVDSleep-Mode 恳 W

3、ake-UpSynchwizaflioriUVLO i1.il V/OJ v - +Js RMnimum OfflineCHFsulLighi-Load s DBledVCC一 VCC-2 VvccSMCGND图3 UCC24610的内部等效方框电路* UCC24610外部引脚功能如下：1PIN SYNC栅关断同步端 在SYNC端一个下降沿立即令栅电压为低电平， 将MOSFET关断，异步端到源漏电压，而不管 TON时段的状态，当功率变 换器在CCM下工作时，在开关变换器的命令下必须关断控制MOSFET,将SYNC接到初级侧变换器的信号处，用一支高压电容隔离，或变压器隔离， 或其他合适的元件，连

4、续的低电平在 SYNC端将会使栅电平一直为低。2PIN EN/TOFF使能功能和关断时段调节端，当 Vcc电平降到Vcc（off）以下 时，UCC24610处在UVLO模式，EN/TOFF端在IC内经过一支10K电阻接 到GND，内部电流源也关断，当 Vcc超过Vcc（on）之后，10K Q电阻被移去， 电流源开启，此后，当EN/TOFF超过Ven（on）时，UCC24610进入运行模式， 而EN/TOFF降到Ven（off）以下时，UCC24610进入休眠模式，EN/TOFF端的 电压还去调节可控制 MOSFET的最小关断时间，EN/TOFF在IC内部由两个 水平的电流源驱动，所以EN/TO

5、FF端上的电压可以由从EN/TOFF端到GND 连接的电阻值决定。EN/TOFF在内部驱动两倍电流Ien-star去实现使能阈值 电压Ven（on），然后进入正常的运转模式水平（I en-on），再调节TOFF时间， 换句话说，所希望的EN/TOFF电压可以用一个外部电流源强制，调节TOFF 时间可以抑制栅GATE端的输出，达到所希望的间隔，并防止由谐振或关断 噪声造成的可能的虚假触发。TOFF时段在VD电压超过1.5V时触发，之后 GATE端从高电平到低电平。3PIN TON导通时段调节端，调节最小的导通时段，可以用从TON到GND接一支电阻来完成。当控制的 MOSFET栅导通时，一些振铃噪

6、声会产生出 来，最小导通时段消隐VD-VS比较器，保持所控制的MOSFET处在导通状 态，至少可以调节最小时间，这个时间还决定轻载时的关断点。在TON时间超出前，如果VD-VS降到5mV阈值以下。控制器传输在下一个开关周期 进入轻载模式。在TON超出后，当VD-VS降到5mV以下时，器件在下一 个开关周期仍旧处在运行工作状态。4PIN VCC IC供电端，接一个直流电压给 VCC，用一支0.1卩F电容旁路到 GND，PCB轨迹要最短，VCC供电给UCC24610内全部电路，欠压锁定比 较器可令VCC到VCC（ON）以上才工作，在VCC降到VCC（OFF）以下时安全地 关断，当VCC降至U VC

7、C（OFF）以下出现时，GATE端立即降低，EN/TOFF也 立即给10K电阻接到GND。5PIN GATE外部 MOSFET的栅驱动端，通过小阻值电阻接到所控的 MOSFET，弓I线要最短，以实现最佳的开关特性。GATE输出可达到1A峰值，源出电流、漏入电流可达到 2A，即驱动足够大的MOSFET,在休眠模 式或UVLO时，GATE端立即降到GND，大约只有1.6Q，当VCC=1.1V时, GATE端立即至U GND，大约为80 Q。6PIN GND IC的公共端，对GATE驱动器为参考电平，UVLO比较器EN/TOFF 比较器，EN/TOFF时段，TON时段，外接一 0.1卩F瓷介电容旁路

8、从 VCC 至U GND。7PIN VS端 源检测电压端，将此端接到外部所控 MOSFET的源极，要以最 短路径，要有最小的等效串联电感。8PIN VD端 漏检测电压端，将此端接到外部所控 MOSFET的漏极，要以最 短路径，最小的等效串联电感，VD必须大于1.5V，TOFF时段必须在器件 打开保险之前能控制 MOSFET在下个周期导通。一旦保险打开控制MOSFET 在VD降到150mV低于VS时导通。在栅驱动输出为高时，TON时段被触 发，GATE仍旧为高电平，至少要超过所调解的 TON时段。除非在SYNC 输入的脉冲被检测。在 TON超出后，GATE输出在VD-VS电压减到5mV 时关断，

9、在TON超出前，如果VD-VS减小到5mV。控制器进入轻载模式， GATE脉冲在下一个开关周期被抑制。当 VD电压增加到1.5V时，TOFF时 段被触发，防止GATE输出，从导通进入TOFF时段。9PIN IC底部散热端（仅QFN封装），此端接至PCB板的GND以改善散热 特性。* UCC24610共有五种工作状态，如下：UVLO模式当VCC电压没有达到VCC（ON）的阈值时，或者降到UVLO阈值以下时，器 件工作在低功耗的UVLO模式。在此模式中，多数内部功能被禁止，ICC电流 低于100卩A。在这种模式下，EN电流源关断，内部10K Q电阻接于EN/TOFF 端到GND之间，EN/TOFF

10、上的电压不相干。GATE端输出为低，对VCC 1.2V， 一直如此，当VCC增加超过VCC（on）阈值时，UVLO模式非常像休眠模式，除 非VCC电流达到ICC （start）水平。Sleep模式休眠模式为低功耗模式，与 UVLO模式很相似，在由外部控制强制 Ven低 于VEN（of）阈值进入此模式。休眠模式可以用来减少器件工作损耗到低于1mW，VCC电流减少到I CC（stb y）水平，外部控制被任何内部时间条件取代，且立即强制 GATE输出为低电平，进入休眠模式，许多内部电路关闭，以减小功耗，当Ven复原到Ven（on）阈值以上时，器件走出休眠模式，同时在大约25卩S后进入轻载模式，并允许

11、内部电路重新加电到设置状态。RUN模式运行模式是控制器正常工作模式，此时已不在UVLO或休眠或轻载模式。在此模式下，VCC电流比较高，因为全部电路都在工作，GATE输出去驱动所控制的MOSFET作同步整流，VCC电流为Icc（on）的总和加上驱动负载及 GATE 输出所必须的平均电流，GATE输出占空比取决于系统线路及负载条件，可调的 TON和TOFF时段，以及同步脉冲的时段。Light-load 模式轻载模式是一个低功耗工作模式，它很像休眠模式，除非这种模式自动进入 基于内部时基条件，轻载模式自动减少在轻载条件下的开关损耗。它用抑制 GATE输出脉冲的方法执行。无论何时都去检测同步导通时间，

12、令其少于可调整 的最小导通时间（TON），VCC电流减小到Icc（on）的水平。此时，轻载模式中， MOSFET的体二极管导通时间仍旧是连续监视的，此时，检测的时间超出TON时，器件在下一个开关周期回到运行模式。故障模式及其它保护功能故障模式是一种自行保护的工作模式，控制器此时在可能的端子上检测出单 一故障，在此模式中，器件进入关断状态（但不是休眠）器件驱动GATE输出为低电平，特定条件下，在 Rton301KQ或RtonV 8.7KQ时，进入故障模式。故 障模式防止进入过度条件，或不明确的导通时间，以及超出TON条件下的电流。相似的保护也提供给EN/TOFF端，在故障没检测出来时，如果这段

13、TOFF 变成开路，有最小0.65卩s的时间，如果短路到GND，器件进入休眠模式，此外 如果SYNC输入连续为低于触发电平阈值电压，GATE输出为低即进入此阶段，SYNC仍旧为此条件。*应用信息正常工作UCC24610为绿色电源的同步整流器控制器。 在VCC从0V增加时，开始进 入UVLO模式，从EN/TOFF端的使能电流被禁止，直到VCC超过VCC（on）的阈 值，保持在激活状态，直到 VCC超过VCC（off）阈值。EN/TOFF端上的电压决定 控制器使能与否。控制器工作在正常运转模式下，此时使能电压（ Ven ）超过使 能阈值Ven（on），直工作到Ven超出Ven（off）阈值。在控制

14、器使能后，Ven调节最小关断时间，它反比于 Ven电压，两种状态的 使能电流允许一个低值电阻Ren（off）产生足够超出Ven（on）的电压，进入启动状态。 用一支电阻从EN/TOFF接到GND产生Ven。Ven的值基于Ien的大小，Ien流过 此电阻，见图4。或者Ven由内部电压源驱动提供超过 Ven（on）的电压，100ns, 然后开始启动，并达到设置水平。图4 UCC24610的EN/TOFF端电平变化曲线UCC24610作为同步整流控制器，用比较MOSFET的漏源电压来决定SR-MOSFET的导通时间，应对导通阈值和关断阈值。GATE输出在Vds超过Vth（on）时为高电平。在Vds低

15、于Vth（off）时为低电平，如图5。注意，因为有限的比例和上升时间，SR-MOSFET体二极管可能在Vth（on） 被超出后导通短暂时间，还有体二极管在Vth（off）被超出后会流过残余电流。波形如图5中描述，在反激电路中同步整流工作期间可以监视。当然，在电路中实际波形很难像图5中这样清晰，寄生电感和寄生电容造成在弯曲点处的谐振尖峰。UCC24610有控制时段并调节选择，帮助防止振铃，使 之合适地工作，图6示出更实际的波形及内部控制时段。最小导通时间Ton,用Ton端到地的电阻调节，消隐关断时的谐振，防止 GATE由于噪声和振铃从假的穿过 Vth（off）开始关断Ton由GATE导通被触发，

16、 参看下面Ton调节部分。最小关断时间用从2PIN到GND的电阻来调节，去消除开启时的谐振，防 止GATE由于超出的Coss谐振振铃，从假的穿过 Vth（on）开始导通，Toff由Vds 跨过Vtharm在GATE关断后被触发。参看后面 Toff调节部分。GATE输出级在控制器有了开关周期时才导通，控制器在每个成功的 SR周 期Toff出现之后才装备起来。在高频应用中，一个过长的 Toff可能与GATE的 导通时段在下一个周期干扰。如果Toff还没有从先前的周期中出现，GATE导通 将会延迟。*轻载工作在正常工作期间，同步整流器导通时间比调节的最小导通时间长。如果负载电流减小到足够小，SR导通

17、时间变得很短，超过可调的最小导通时间，轻载条 件即检测出来，轻载闩锁即设置，下一个GATE输出脉冲被消隐，所以仅有的MOSFET的体二极管导通，这个SR导通时间和最小导通时间之间的比较在每个 开关周期都出现，无论GATE输出脉冲使能或消隐。当负载电流增加到足够大时， 体二极管导通时间变得长过可调整的最小导通时间，轻载闩锁即被消除，下一个 GATE输出脉冲使能其控制的MOSFET仍作同步整流操作。图7展示进入轻载模式的DCM的反激变换器随着负载减小的应用。在图 8 中，展示出返回正常运转。图8UCC24610从轻载返回正常工作的波形*应用考虑VD和VS检测当开启和关断GATE时，VD和VS是用来

18、检测SR-MOSFET上的电压的不 同的输入端。当关断GATE时，控制器将不再驱动GATE导通，一直到VD超出 1.5V，至少一次，而且Toff已经出现，一旦这两个条件满足，控制器装备起来， 允许GATE导通，下一次漏极电压降到150mV以下，源极电压(VD-VS=150mV) 此时，GATE关断SR-MOSFET可能有反转电流或正向压降，但是当 150mV检 测出来时，GATE已经导通令MOSFET进入同步整流器中。GATE停止导通状态， 至少最小导通时间Ton会长一些，直到SR-MOSFET电流减到近0时，当电流减 到足够小，使Vds电压仅有5mV时，GATE输出才关断。同时，控制器被令无

19、 效。以防止虚假的GATE输出。因为MOSFET电流在GATE关断时还没有到0。 Vds将增大返回到体二极管的压降。当然附加的功耗非常小，控制器无效的状态 可防止GATE重复导通。一旦电流减到0漏极电压爬上1.5V阈值。在这一次最 小关断时间间隔Toff被触发，一旦Vds超过1.5V且Toff已经出现，GATE电路 重新装备以便响应下一次导通条件。由于VD和VS输入连接到跨过SR-MOSFET的体二极管。二次侧高的di/dt 通过引线串联电感可能施加很大的负电压在 VD端，这个负电压可能会破坏控制 器正常工作，为防止器件开关，可以用限制 VD端漏出的电流小于100mA来解 决，将一支电阻放在V

20、D和SR-MOSFET漏极之间，可以限制并提供合适的电流 限制。该电阻值用下式求出：0.1A此处，Lpkg为整个SR-MOSFET在PCB板上的源漏之间的感量。dIsEC为二次侧电流在初级开关关断时的上升速率，它包括各轨迹的 电感，如果器件 GND没有直接连接到SR-MOSFET的源极。VD端通过Rvd的偏置电流产生一个小的失调电压，它会导致SR-MOSFET关断阈值的明显的偏移，比所要求的提前关断，这取决于Rvd。为了计算此失调电压，将一个等值的电阻放在与 VS端串联处，以便与VD-VS比较器输入平衡。大的MOSFET的封装，诸如 TO-220、TO-247通常有足够大的内部电感 (10nH

21、20nH),在更大功率应用时，dl/dt可能会相当高。另外，在小功率应用 时要用小型封装，诸如，QFN型，DPAK型或者等效的MOSFET有足够低的L X dI/dt乘积，此时，Rvd和Rvs就不必用了，参看 MOSFET数据表来决定整个 电感的规范，给出最佳应用。使能及Toff调节控制器必须走出UVLO模式，或者内部电流源在EN/Toff端关断，此端电压 用内部电阻拉低。在器件进入使能状态之前，电流源EN/Toff端给出20卩A电流， 谨慎地设计实际指标最小 Ren/toff值，为93K Q是必须的。以确保此端电压超过 禁止阈值，在禁止之后禁止状态被锁住，源出电流减小到10卩A，这个电流建起

22、的电压决定Toff的时间，可按下面介绍调节。一旦VCC和EN/Toff条件满足，则使能器件，内部加电次序确保控制器开 始SR-MOSFET与系统导通条件同步工作，这样防止了 SR-MOSFET导通进入不 适当的系统状态，在25卩S的延迟后，防止内部基准稳定，SR工作命令在轻载 模式，负载条件在第一个完整周期被监视，此后延迟时间由下一个工作模式决定。由于SR-MOSFET的Vds可能上涌1.5V以上，向下150mV，大约一个或多 个时段，Toff时段将调整GATE进程，在系统中涌动可能是未知的，直到实际工 作被监视，更长的Toff时间可能是初始时间，但最后的值的调整要在系统评估 后进行。正常To

23、ff关断时间可用下面公式调节，此处,Toff为卩S,Ren/toff为M Q。正确值为：+0.65(psXmin)正确值为：aiRETOFF(Mii)0-282反之:正确值为:0.65 TOFF(gS) 7.75对任何心“m 二一二二二二 -对任何kV ,VEN在1.4V和0.8V之间，器件仍被禁止,在此状态，平均Icc大约为正常模式电流ICC(ON)的一半对任何 d UN飞- 1- -，器件被禁止，工作在休眠状态。Ton的调节此端上的电压在内部调节为 2V，外部电阻接到GND设置电流以下使调节 最小导通时间Ton。如果噪声滤波器电容被认为是必要的，但不要超过 1OOpF, 以防止2V调整不稳

24、定。由于SR-MOSFET的Vds导通后有5mV以上的一个或多个振铃，Ton时间 要调节直到GATE关断，要抑制此阶段的振铃，在一个系统中，振铃活动期间可 能未知，直到实际原型工作给监视时，实际更长的 Ton时间可以一开始就调节， 最后的值在系统评估后来调定。正常Ton最小导通时间由下面公式调节，此处，Ton为卩S，Rton为M Q。TON(“)=伺普Rg(M)也。丿(6)正确值：0.0100301相反:TON(lls(8)正确值:(9)0.15 TON(Ms)Csync 不能减小Csync。4、保守的功耗估算保守地功耗估算，对内部和外部 SYNC电阻为：-SYNC-pl-maxC 吕 YNC(15)Prs/mc 兰 2 x x CSYN0 x (euLK + Preset + spke)x swL(16)此处，fsw是变换器开关频率，这些计算可用于预测 SYNC电流的最大热阻 和器件结温，并决定外部 SYNC电阻的功率。实际SYNC相关损耗通常比此计 算值要低。如果需要更准确的话，预测和实际电路的工作将用来决定实际损耗