EMI Simulation报告

1、2021-5-141 emi simulation n名詞解釋 nsiwave 簡介 n仿真的作用及優勢 n仿真的實例應用 n軟件基本操作及注意事項 2021-5-142 名詞解釋 nfem（finite elements methods）：有限 元法，是emi仿真軟件常用的算法之一， 基本原理是把要分析的連續體進行網格 劃分，各網格之間通過節點連接在一起， 每個網格等效成集總參數的rlc，然後建 立麥克斯韋方程再求解，進而確定連續 體的場分布情況。 2021-5-143 名詞解釋 n三維準靜態法：基於保角變換或其它變 換方式將物理結構與電容電感等電參數 聯繫，在siwave中的過孔模型即通過

2、三 維準靜態法等效成rlc參數。 2021-5-144 名詞解釋 n2.5維電磁場全波方法：全波即要在所有頻率 都適用。siwave爲什麽被稱為2.5維？因為 siwave的平面层和信号传输线的提取，使用 的是二维有限元提取算法，对过孔提取使用三 维准静态法。使用二維有限元算法的一個重要 依據是假設板材厚度遠小於電磁波波長，在沿 厚度z軸方向的電場為等電勢。這樣可以在確 保一定精度的情況下簡化計算量和計算時間。 但前提是需要保證所仿真信號的頻率對應的波 長遠大於層疊厚度。應滿足板厚小於波長的二 十分之一。假設仿真頻率是1g，則板厚不能超 過15mm 2021-5-145 siwave 簡介 n

3、siwave 是一個精確地整板級電磁場全波分析 工具，它采用2.5維電磁場全波方法分析整板 或整個封裝的全波效應，對於真實複雜的pcb 或ic封裝，包括多層、任意形狀的電源和信號 線，siwave可仿真整個電源和地結構的諧振 頻率；板上放置去耦電容的作用；改變信號層 或分開供電板引入的阻抗不連續性；信號線與 供電板間的噪聲耦合、傳輸延遲、過沖和下沖、 反射和振鈴等時域效應；本振模和s、z、y參 數等頻域現象。其結果可以二/三維方式圖形 顯示，并可輸出spice等效電路模型用於spice 仿真。 2021-5-146 siwave簡介 nsiwave仿真并不能完全體現系統的整體 輻射，因為其只針

4、對pcb，不考慮機箱， 連線，散熱片，連接器等周邊器件的影 響，並且我們不可能對pcb上所有噪聲源 進行精確的建模； n我們可以把它視為一個定位解決具體輻 射問題的協助工具，或者可以認為是一 個軟件形式的頻譜分析儀加電磁場探頭。 後邊實例中可以充分體現這一點。 2021-5-147 仿真的作用及優勢 作用 n計算單板可能存在的諧振頻率點； n加入具體的輻射源后可計算任意頻率 點在單板上的噪聲分布； n計算走線的傳輸參數（如改變走線， 參考面或增加器件后對信號傳輸的影 響）； 2021-5-148 仿真的作用及優勢 優勢 n看得見的emi； n可方便的驗證一些可能措施的組合，找到最 佳措施，避免

5、重複的rework及拆裝機。 n避免測試中的一些不穩定因素； n可驗證需要改版才能加入的措施； n驗證一些舊的設計理念及發現新的設計理念； 2021-5-149 仿真的實例應用 na project ddr 533mhz na project 966mhz na project 767mhz nb project 960mhz 2021-5-1410 a ddr 533mhz 2021-5-1411 a ddr 533mhz na在測試不同ddr頻率時，使用相同的 ddr，工作在400mhz的ddr clk時輻射 沒問題，但工作在533mhz時輻射明顯增 加很多，相差10多個db。近場量測dd

6、r clk工作在400與533mhz時信號幅值基 本相同，但卻在遠場輻射上表現差異很 大，懷疑與單板結構諧振有關，所以做 了如下單板諧振仿真。 2021-5-1412 a 100g仿真結果 n首先仿真400mhz與533mhz單板各相鄰 層之間的諧振情況，具體如下 2021-5-1413 100g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare vcc to gnd 400mhz 2021-5-1414 100g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare vcc to gnd 533mhz 2021-5-1415 100g仿真結果 n400mhz & 533mhz c

7、ompare bottom to gnd 400mhz 2021-5-1416 100g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare n bottom to gnd 533mhz 2021-5-1417 100g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare surface to vcc 400mhz 2021-5-1418 100g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare surface to vcc 533mhz 2021-5-1419 100g仿真結果總結 n以上可以看出各層之間的諧振都是 533mhz比400mhz差 n針對以上情況在1.01

8、改版中加入了 一些修改措施，並且增加一些去耦 電容，（修改細節在29-31頁） 101g仿真結果如下 2021-5-1420 101g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare vcc to gnd 400mhz 2021-5-1421 101g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare vcc to gnd 533mhz 2021-5-1422 101g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare bottom to gnd 400mhz 2021-5-1423 101g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare n bottom

9、 to gnd 533mhz 2021-5-1424 101g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare surface to vcc 400mhz 2021-5-1425 101g仿真結果 n400mhz & 533mhz compare surface to vcc 533mhz 2021-5-1426 101g仿真結果總結 n以上可以看出修改前後表層與vcc，底層與gnd之間 的諧振已經明顯改善，並且與400mhz情況基本相同， 但vcc與gnd之間的諧振情況并沒有改善。 n而實測結果表明，533mhz在遠場輻射并沒有改善， 可見vcc與gnd之間的諧振應該對遠場輻射起主

10、要的 貢獻。這在其它幾個仿真實例中也有體現。並且如果 vcc與gnd之間諧振得以改善，表層與vcc，底層與 gnd之間的諧振也會相應得到改善 n那如何才能改善vcc與gnd之間的諧振呢？對於此例 只有將vcc與gnd在ddr處切割改為相同才可以避免， 仿真結果如下。但由於目前不能做實驗板，所以無實 測數據支持。 2021-5-1427 修改gnd切割仿真結果 n400mhz & 533mhz compare vcc to gnd 400mhz 2021-5-1428 修改gnd切割仿真結果 n400mhz & 533mhz compare vcc to gnd 533mhz 2021-5-14

11、29 修改細節 n如圖，表層所走電源vtt_ddr與+1.8vdual的邊緣儘量保 證與vcc層切割線相同，即表層電源不要跨vcc層切割線， 也不要走在vcc切割線上。 2021-5-1430 修改細節 n如圖，底層所走電源vtt_ddr與+1.8vdual的邊緣儘量保 證與gnd層切割線相同，即底層電源不要跨gnd層切割線， 也不要走在切割線上 2021-5-1431 修改細節 n增加如下之前預留電容：d2c4；d2c8；d2c32；d2c50；d2c20； d2c40；d2c55，并在位置（8825.00 9875.00）附近如圖加兩顆 0.1uf電容連接vtt_ddr與+1.8vdual

12、。 n另外再預留0.1uf電容如下： +1.8vdual與gnd之間，坐標 (6150.00 11675.00) ； h_d2_vref_dimm與gnd之間， 坐標(8800.00 10900.00) ； vtt_ddr與gnd之間，坐標 (8800.00 7525.00) ， (6950.00 6200.00)， (6550.00 6650.00)， (6575.00 11200.00)， (5350.00 11450.00)， (5025.00 11125.00) 2021-5-1432 修改細節 ngnd切割修改： 如右圖紅圈標記 兩個位置改為與 vcc切割相同， 但此處修改會造 成其

13、它底層信號 線跨切割，實際 可行性待評估。 2021-5-1433 a 966mhz 2021-5-1434 a 966mhz na 100g在測試中頻點966mhz輻射較高， over 2db左右。是33mhz時鐘的諧波， 按以往經驗，只要加上33mhz時鐘的 10pf電容即可，但實測效果并沒有改善， 借助仿真軟件的幫助，很好的解決了這 一問題，當然中間的過程是比較曲折， 複雜的，走了很多彎路，以下我只是把 其中一些有代表性的數據列出，來說明 仿真軟件的有效性。 2021-5-1435 100g 966mhz仿真結果 n初始狀態，所有33mhz的10pf（sio， lptclk是對vcc）全

14、部加上 2021-5-1436 100g 966mhz仿真結果 n刪除agnd與gnd之間所有電容，加agnd與 acgnd之間兩顆電容后 2021-5-1437 100g 966mhz仿真結果 n只刪除最下邊一顆agnd與gnd之間電容，加agnd 與acgnd之間一顆電容后 2021-5-1438 966mhz仿真結果 n最終措施：只加pci2，3時鐘上的10pf，刪除最下 邊一顆agnd與gnd之間電容，加agnd與acgnd 之間一顆電容 2021-5-1439 966mhz仿真結果 源端參考電源的時鐘bypass接電源和接地比較 n接vcc時 2021-5-1440 966mhz仿真

15、結果 源端參考電源的時鐘bypass接電源和接地比較 n接gnd時 2021-5-1441 966mhz仿真結果 源端參考電源的時鐘bypass接電源和接地比較 n不接時 2021-5-1442 100g 966mhz仿真結果總結 n仿真結果要結合實際情況判斷，最終措施與初始狀態 單從圖形上比較，看起來最終措施反而更差，爲什麽 遠場測試加了最終措施會改善很多。我們應該重點關 注audio區域諧振的變化，實際有問題時966mhz主要 是audio帶出，所以只要措施能夠保證audio區諧振較 低即可。 n時鐘線的bypass電容一定要接地嗎？仿真以及實測結 果告訴我們時鐘源端如果參考電源輸出，源端

16、bypass 電容接到相應電源會更好。我們可以從以上仿真圖形 上直觀的看出，而實際測試的情況是，closed case三 種情況基本相同，而對於open case，bypass電容接 電源會改善3個db。 2021-5-1443 101g 966mhz仿真結果總結 n這裡不在詳細列出101g 966mhz的仿 真情況，與100g差別不大。最終措施 也與100g基本相同。 2021-5-1444 a 767mhz 2021-5-1445 a 767mhz n767mhz既是48mhz的諧波，也是 33mhz的諧波，但到底是哪個產生的遠 場輻射？仿真結果如下。同樣重點關注 audio區附近諧振的變

17、化。 2021-5-1446 100g 767mhz仿真結果 n無bypass電容 2021-5-1447 100g 767mhz仿真結果 n只加33mhz的bypass電容 2021-5-1448 100g 767mhz仿真結果 n所有33mhz，48mhz時鐘都加上bypass 2021-5-1449 100g 767mhz仿真結果 n只有48mhz加bypass 2021-5-1450 100g 767mhz仿真結果總結 n仿真結果與實測完全吻合，bypass電容全加 最好，其次是只加48mhz的bypass的情況， 只加33mhz的bypass基本無改善。實際上 48mhz時鐘有兩根，

18、只有到sio的影響比較 大。 n以上問題基本都是時鐘加bypass電容解決， 如果不加bypass電容，通過電源增加退耦電 容或者其它方案是否可以解決問題呢？此案 例并未嘗試，但接下來的案例有嘗試增加退 耦電容以及其它措施解決輻射問題。 2021-5-1451 b 960mhz 2021-5-1452 b 960mhz n960mhz是48mhz及24mhz的諧波，首先 嘗試了時鐘線加bypass電容，仿真及實 測效果都很理想。 n如果不加時鐘線上的bypass電容，通過 電源平面加退耦，或者其它措施是否能 夠解決問題呢？這裡我們注意與之前同 樣的問題，問題出在後置audio連接器上， 所以我們要重點關注此處的諧振。 2021-5-1453 100g 960mhz仿真結果 n初始狀態 2021-5-1454 100g 960mhz仿真結果 n增加所有bypass電容 2021-5-1455 100g 960mhz仿真結果 n只有到sio的48m上加bypass，看來問