微波放大器的设计与实现毕业设计论文

1、毕业设计（论文）任务书毕业设计（论文）任务书 课题的意义及培养目标：课题的意义及培养目标： 由于近年来无线通信、卫星通信、全球定位系统、雷达及无线接入系 统的发展，新型半导体器件的研制使得高速数字系统和高频模拟系统不断 扩张，达到微波频段。微波放大器作为上述系统的前端部分，已经在这些 系统得到广泛的应用。而且现在对这些通信系统的要求是通信距离越来越 远，接受的灵敏度越来越高，体积越来越小，相应的对微波放大器的基本 要求是：（1）频带宽，相位线性好。由于微波晶体管从直流到微波的宽 频带范围内都具有放大能力，因此易于实现宽带化。它的带宽主要受匹配 网络的限制；（2）稳定性好，可靠性高。通常微波晶体

2、管放大器都是二 端口传输型放大器，稳定性和可靠性都比其它类型的放大器要好；（3） 噪声低，低噪声微波晶体管放大器的噪声系数可以做的很低，优于行波放 大器和隧道二级管放大器的噪声系数；（4）动态范围大，微波晶体管放 大器功率增益 1 分贝压缩点达毫瓦量级，因此动态范围大；（5）体积小， 重量轻，耗电少，易于实现标准化和集成化。 通过本设计旨在培养学生独立分析问题、解决问题的能力和综合运用 知识的能力，加深对所学基础知识的理解。同时使学生了解本学科的前沿 同时掌握必备的基础知识。 设计（论文）所需收集的原始数据与资料：设计（论文）所需收集的原始数据与资料： 相关资料： 1）微波放大器原理。 2）微

3、波器件使用手册。 3）eda 技术。 4）matlab 仿真技术。 5）非线性电子线路。 6）阅读 2000-2007 年国内外期刊相关论文不少于 15 篇。 课题的主要任务（需附有技术指标分析）：课题的主要任务（需附有技术指标分析）： 本放大器是完善 damb（数字音频媒体广播）系统的室内接入而设计的。 由于 damb 接受的是卫星信号，需要把该信号从天线上接下来放大，然后 再将放大的信号送给室内发射天线，这样就可以不受高大建筑物的阻挡而 实现室内接受。 任务要求： 1、频率范围：1452-1492mhz； 2、增益：g=46db； 3、噪声系数：nf-2.5； 4、输入功率：-80dbm；

4、 5、输出功率：-34dbm。 设计（论文）进度安排及完成的相关任务（以教学周为单位）：设计（论文）进度安排及完成的相关任务（以教学周为单位）： 周周 次次设计（论文）任务及要求设计（论文）任务及要求 13 学生根据课题的要求联系实习，并进行调研和收集资料。 4完成开题报告 59 学习必要的软硬件知识，进行毕业设计 10毕业设计中期检查 1112 完善设计方案，完成预期的设计目标。 1316 整理设计结果，撰写毕业论文 学生签名： 日期： 指导教师： 日期： 教研室主任： 日期： 摘摘 要要 本文对微波放大器的设计进行了研究。 首先介绍了通信的发展对微波放大器的要求，微波晶体管放大器的发展，微

5、波放 大器设计的发展。随后分别分析了微波频段的传输线;电阻、电容、电感在微波频段下 的特性;微波放大器的设计原理，包括稳定性分析、噪声系数圆、放大器的功率关系和 等功率圆;最后设计并实现了微波放大器。 本文的工作主要体现在数字音频媒体广播接收系统中1.472ghz的三级微波放大器 的设计和实现。详细讨论了用smith圆图进行电路匹配，并用matlab软件进行smith圆 图上等噪声系数圆，等功率圆的绘制。分析了射频扼流圈使用对微波放大器的影响。 随后讨论了在实际制作微波放大器时，放大器的接地问题，在pcb上的元器件的布局和 元器件之间的电气连接。 最后，文中给出了1.472ghz三级放大器的测

6、试系统和测试结果。 关键词关键词：微波放大器，smith圆图，射频扼流圈，噪声系数圆 microwave amplifier design and research abstract this paper deals with the process of microwave amplifier design and research. first, the background, history of microwave transistor amplifier and design technology of microwave amplifier are introduced, alon

7、g with theory and related knowledge of technology. the authors main research work is focused on the design and realization of three stages microwave amplifier, working on 1.472ghz, used in digital audio media broadcast. in the design process of amplifier, the author applies the smith chart to design

8、 match network, and utilizes the matlab to plot noise circle and gain circle on the smith chart. then, impact of rf choke on microwave amplifier, good device grounded and device layout and electrical join are analyzed in detail. finally, the test system and measurement data of three stages amplifier

9、 are provided. key words: microwave amplifier, smith chart, rf choke, noise circle 目目 录录 摘要.i abstract.ii 1 研制背景和意义.1 1.1 通信的发展对微波放大器的要求 .1 1.2 微波晶体管放大器的发展 .1 1.3 微波放大器设计的发展 .2 1.4 本文的主要工作和章节安排 .2 2 微波放大器的设计原理.4 2.1 单级放大器的详细模型 .4 2.2 放大器的特性指标 .4 2.3 微波频段的传输线和元件 .5 2.3.1 传输线与波的传播.5 2.3.2 微带线.7 2.3.3

10、高频电阻高频电容高频电感.9 2.3.4 微波场效应晶体管.11 2.3.5 fet 的 s 参量.13 2.4 微波放大器的设计原理 .16 2.4.1 用 smith 圆图进行匹配网络的设计.16 2.4.2 放大器稳定性判定.20 2.4.3 噪声系数圆.21 2.4.4 放大器的功率增益分析.22 3 微波放大器的具体实现.24 3.1 设计任务要求及流程图 .24 3.2 器件选择及实现方案 .24 3.3 设计步骤 .28 3.4 放大器电路实际制作需要考虑的其他因素 .32 3.4.1 微带线的弯曲.32 3.4.2 射频扼流圈的应用.34 3.4.3 偏置电路的分析和实施.36

11、 4 设计结果及测量数据.38 5 结束语.42 致谢.43 参考文献.44 附录.45 1 1 研制背景和意义研制背景和意义 1.11.1 通信的发展对微波放大器的要求通信的发展对微波放大器的要求 由于近年来无线通信、卫星通信、全球定位系统、雷达及无线接入系统的发展， 新型半导体器件的研制使得高速数字系统和高频模拟系统不断扩张，达到微波频段。 微波放大器作为上述系统的前端部分，己经在这些系统得到广泛的应用。而且现在对 这些通信系统的要求是通信距离越来越远，接收的灵敏度越来越高，体积越来越小， 相应的对微波放大器的基本要求是: (a) 频带宽，相位线性好。由于微波晶体管从直流到微波的宽频带范围

12、内都具有 放大能力，因此易于实现宽带化。它的带宽主要受到匹配网络的限制。 (b) 稳定性好，可靠性高。通常微波晶体管放大器都是二端口传输型放大器，稳 定性和可靠性都比其它类型的放大器更好。 (c) 噪声低，低噪声微波晶体管放大器的噪声系数可以作的很低，优于行波放大 器和隧道二极管放大器的噪声系数。 (d) 动态范围大，微波晶体管放大器的功率增益1分贝压缩点达毫瓦量级，因此动 态范围大。 (e) 体积小，重量轻，耗电少，易于实现标准化和集成化。 1.21.2 微波晶体管放大器的发展微波晶体管放大器的发展 微波放大器通常是随着放大器件的生产和工艺技术的改进而发展的。微波晶体管 放大器也是如此。它随

13、着微波晶体管的生产和工艺技术的发展而发展，40年代末期， 世界上第一只半导体三极管问世，由于其体积小，重量轻，省电等优点，受到了极大 的重视。并迅速发展成为固体电子器件的一个重要分支。到60年代中期，由于平面外 延工艺的发展，双极晶体管的工作频率跨进了微波频段，出现了微波双极晶体管(bjt) 及其相应的放大器。早在1952年，w.肖克莱就提出了场效应晶体管(fet)，但由于当时 工艺技术条件的限制，这种管子还未发展成为实用固体器件。直到60年代中期，随着 半导体材料和工艺技术的迅速发展，fet不但很快成为实用的固体器件，而且紧跟在双 极晶体管之后迅速进入了微波频段，出现了微波fet及其相应的放

14、大器。微波双极晶体 管和微波fet并驾齐驱，使微波晶体管放大器的发展日新月异。60年代中期，微波晶体 管放大器出现后，由于其频带宽，稳定性好，省电，简单等特点，且其噪声性能也不 差，因而很快取代了相应频段的隧道二极管放大器。随着工作频率的提高和噪声性能 的改善，到了60年代晚期，微波晶体管放大器开始取代了l和s波段的低噪声行波管放 大器。1974年第一个c波段的微波晶体管放大器代替了低噪声行波管放大器投入了军事 系统的应用。现在由于技术的成熟再加上微波fet可以达到的工作频率比微波双极晶体 管可能达到更高的工作频率，并且前者的噪声系数也比后者低很多，因而在4ghz的频 率上几乎都采用场效应管。

15、尤其近几年，随着半导体微电子技术的发展出现了很多性 能优越，价格便宜的微波器件从分立元件到mmic，这些都为工程设计提供了很多选择。 再加上近几年无线通信的迅猛发展使得这些器件获得了广泛的应用。 1.31.3 微波放大器设计的发展微波放大器设计的发展 微波晶体管的内部结构和管壳封装会形成许多寄生参量。由于这些寄生参量的影 响，以及双极晶体管的基区和场效应管的沟道分布特性，使他们在微波频率上不便于 再用低频电流电压的概念及相应的网络参量(例如，z,y 和h参量等等)来分析。因为这 些参量的测量己变的很困难，以致无法测量，这时用波的概念和相应的网络参量来分 析较为有利。1965年kkurokawa

16、提出功率波和散射参量(或简称s参量)。1967年 bodway用他们来系统地分析微波晶体放大器。微波晶体管尺寸很小，在微波频率上其 输入和输出阻抗较低，因此，无论在结构方面，还是在阻抗匹配方面，它都适合于与 微带电路等配合应用。在微波晶体管设计思想发展的同时，微波电路计算机辅助设计 技术也得到了快速的发展。由于微波电路较难进行微调，在技术性能要求比较严格的 放大器中，噪声系数，工作频带，增益平坦度，输入输出驻波比等许多指标不仅要求 苛刻，而且各指标互有矛盾，只能依靠计算机辅助设计(cad)软件来支持。微波电路 cad技术源于60年代末，大都在美国高等学院进行研究。从70年代中期己有商品软件投

17、放市场，这就是早期的compact微波无源和有源电路设计软件。同时国外各大公司的研 究机构也自行开发自己使用的程序。进入80年代后，不少微波cad软件公司相继成立， 微波电路设计软件的功能不断增强，作为完整的cad工具己经成熟，现在市场上流行的 微波电路设计软件有microwave office，安杰伦公司的ads2002,ansoft公司的 serenade等。 1.41.4 本文的主要工作和章节安排本文的主要工作和章节安排 本文的主要目的是设计与研制微波波段，射频系统用的微波放大器。作者的主要 工作体现在数字音频媒体广播(damb)接收系统中的1.472ghz的三级放大器的设计和实 现.图

18、1是该放大器的组成框图。图中第一级放大器件是晶体管，第二级和第三级放大 器件是单片微波集成电路，mmic。 输入 匹配网络 匹配网络 带通滤波器 输出 晶体管 mmicmmic 图1-1 1.472ghz放大器的组成框图 该系统接收信号的中心频率为1.472ghz,带宽为40mhz。第一级选用fet放大器，其 中输入匹配网络为微带电感和集总电容元件构成，用微带电感和磁珠代替偏置电路里 的射频扼流圈。第二级和第三级选用覆盖工作频率范围的微波mmic代替fet，在第二级 和第三级中间使用三阶滤波器，以限制带宽，符合系统要求。 现代的微波，射频系统常使用如ads2002, microwave off

19、ice等仿真软件来设计， 这些软件价格非常昂贵，使用非常复杂。使得大家接触这些软件的机会很少，因此在 设计和制作这个放大器时，使用的是matlab和面向windows的smith圆图等常用的微波， 射频软件。引导专业理论和实际工作紧密的结合。 第二章针对微波放大器的设计原理进行了讨论。微波放大器的设计原理是基于微 波网络，smith圆图，传输线，在smith圆图上的等噪声系数圆，等功率增益圆，等驻 波比圆，以及微波频率下电路元件的特性及选择。 第三章对放大器的具体实现做了详尽的分析和描述。涉及到具体的设计任务，指 标要求，流程图，晶体管的选择，电路的稳定性，噪声系数，匹配网络的设计，微带 弯曲

20、，器件接地设计，射频扼流圈的设计，偏置网络，pcb的布局，布线等。还包括最 后的测试数据及分析等等。 第四章是测试系统和测试数据及分析，最后是总结等。 2 2 微波放大器的设计原理微波放大器的设计原理 本章建立了单级微波放大器的模型，给出微波放大器特性指标，分析了微波放大 器的所用的元器件的高频特性，微波晶体管的二端口网络结构，及微波放大器设计的 原理和过程。 2.12.1 单级放大器的详细模型单级放大器的详细模型 在设计放大器之前先要建立放大器的模型，图2-1是中心频率为1.472ghz的一级放大 器的模型，包括直流偏置网络和匹配网络。 图2-1 单级放大器的模型图 微波放大器与常规的低频电

21、路的设计方法完全不同，它需要考虑一些特殊的因素。 尤其是入射电压波和入射电流波都必须与有源器件良好的匹配，以便降低电压驻波比， 避免寄生振荡，正是由于这个原因，稳定性分析通常被作为射频放大器设计工作的第 一个步骤。稳定性分析以及增益圆，噪声系数圆都是放大器电路设计所必须的基本要 素，然后根据这些要素才能设计出符合增益，增益平坦度，输出功率，带宽和偏置条 件等要求的放大器。 2.22.2 放大器的特性指标放大器的特性指标 一个放大器用下列关键参数来描述它的特性 （1）增益平坦度(以db表示) （2）工作频率及带宽(单位:hz) （3）输出功率(单位:dbm) （4）直流输入功率(单位:v和a)

22、（5）输入，输出反射系数(vswr) （6）噪声系数(以db表示) 此外，还需要考虑其他参数，如交调失真，谐波，反馈，以及热效应。这些参数 的选择是否合理也都会严重影响放大器的性能。 2.32.3 微波频段的传输线和元件微波频段的传输线和元件 当波长可与分立的电路元件的几何尺寸相比拟时，电压和电流不再保持空间不变， 必须把他们看作是传输的波。因为基尔霍夫电压和电流定律都没有考虑到这些空间变 化， 因此必须采用传输线的理论来分析。此外电阻，电容，和电感这些元件的电响应 开始偏离它们的理想频率特性。微波晶体管也需要专门的理论来分析。本节对传输线 与波进行了分析，然后再讨论高频无源器件在微波频率下的

23、特性，最后分析了微波场 效应晶体管的结构和它的s参量。 2.3.12.3.1 传输线与波的传播传输线与波的传播 在微波系统中，传输线的理论是微波电路的基础。根据电磁场理论，低频电路中 的导线和分立元件都要作为传输线来处理。从满足基尔霍夫定律要求的集总电路分析 到包含有电压波和电流波的分布电路理论的过渡与波长有关。此过渡是在波长变得越 来越与电路元件的平均尺寸可比拟的过程中逐渐发生的。根据经验，当分立的电路元 件平均尺寸，大于波长的十分之一时，应该应用传输线理论。 图2-2是传输线的等效电路，取其中dz段的等效电路如图2-3。图中， 0 r 0 g 0 l 是传输线单位长度的电阻，电导，电感和电

24、容。 0 c l ll ccc r r r r r r 图2-2 传输线等效电路图 图2-3 截取的dz段的等效电路 传输线上电压电流满足方程式为: （2-1） ( ) ( ) du z zi z dz （2-2） ( ) ( ) di z yu z dz 其中, 00 zrjwl 00 ygjwc 解上面的微分方程得传输线方程的解 （2-3） 12 ( ) yzyz u zaea e （2-4） 12 0 1 () yzyz iaea e z 其中特征阻抗为 00 0 00 rjwl z gjwc 传播常数为，为常数 0000 ()*()rrjwlgjwc 1 a 2 a 当入射电压波或电流

25、波沿着传输线行进到终端时，如果阻抗不匹配会产生反射电 压波或电流波，反射电压波或电流波与入射电压波或电流 入射波 反射波 图2-4 入射波和反射波示意图 波就会发生波的叠加，产生驻波。用电压驻波比(vswr)来表示驻波的大小。可以证明， 驻波比，,其中是反射系数，,为负载阻抗。 0 0 1 1 vswr 0 0 0 0 l l zz zz l z 如果电路是理想匹配，即=0。这时vswr是1， 反之， 在开路线或短路线负载最 0 坏的情况下，vswr趋于无穷。 无耗传输线(=0,=0)在离终端 处的输入阻抗为 0 r 0 gl (2-5) 0 0 0 l in l zjz tg l zz zj

26、z tg l 式中为负载阻抗,为相位常数， l z2 / z 图2-5 输入阻抗分析 当终端短路时，在z处的输入阻抗为，显然，这是一个纯电 0 ( ) inin zzjz tg zjx 抗。 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 1.522.533.54 f(ghz) z() 图2-6 短路传输线输入阻抗的幅度与频率的关系 从图2-6可以看到这段线路周期性的短路和开路。换句话说，随着频率的变化，该线显 示开路特性或短路特性。 当终端开路时，在z处的输入阻抗为: 。 (2-6) 0 1 ( ) in in zzjz ctg z j 2.3.22.3.2

27、 微带线微带线 多数电子系统通常都是采用平面印刷电路板(pcb)作为基本介质实现的。载流导带 下面的接地平面可帮助阻挡额外的场泄漏，降低辐射损耗。用pcb可简化在板上的无源 和有源器件的连接和降低生产成本。另外，pcb可以通过简单的改变元件的位置和人工 调节可调谐电容和电感进行电路的调整。微波放大器是安装在pcb板上的，在微波频率 下，还必须考虑蚀刻在pcb上的导体条带的高频特性，这时应将pcb作为微带线来分析。 典型的微带线结构如图2-7所示，其中导体带条宽度为w,厚度为t，介质厚度为h。分析 与计算微带线的特性阻抗时，一般假设: 1)微带线是一种不均匀介质填充的传输线，它虽不能传播真正的t

28、em模，但它实际 传输的模式与tem模又十分相似，故假设它即为tem模。 2)目前微带电路中导电带条的厚度t一般在5至10微米之间。通常假设t=0。计算微 带线特性阻抗时，导体厚度t，和介质厚度h相比可以忽略(t/h1；=0.6065，1;=0.6233,1满足 工作频带内绝对稳定的条件。可见两个器件都绝对稳定，所以对这两个器件可以直接 进行匹配。 (b) 在smith原图上画出等噪声系数圆和等功率圆 如果只考虑功率增益，则按最大功率增益来设计，如果考虑噪声系数，则按照要 求的噪声系数来设计，根据放大器的方案确定放大器的噪声系数主要是由第一级确定 为了使放大器的功率增益得到满足，必须综合考虑第

29、一级的噪声系数和功率增益，为 此根据第二章2.4.3节的公式(2-23),(2-24),(2-25)所描述的等噪声系数圆和2.4.4节 的公式(2-34),(2-35),(2-36)所描述的等功率圆，并用matlab来编程计算，并图形化 显示等噪声系数圆，和等功率增益圆。 源程序如下： close all;%close all opened graphs clear all;%clear all variables smith_chart;%create a smith chart global z0; set_zo(s0); %define the s-parameters of the t

30、ransistor sll=0.197*exp(j*(-160)/180*pi); sl2 =0.083*exp(j*(-2.8)/l80*pi); s21 =6.836*exp(j*(103.9)/180*pi); s22 =0.235*exp(j*(47.6)/180*pi); %pick the noise parameters of the transistor fmin_db=1.22 fmin =10(fmin_db/10); rn =4; gopt=0.238*exp(j*-179/180*pi); s_param=s11,s12;s21,s22; %check stabilit

31、y k,delta =k_esfactor(s_param) %compute a noise circle fk_db=2.5;%desired noise performance fk=10(fk_db/10); qk=abs(1+gopt)2*(fk-fmin)/(4*rn/zo);%noise circle parameter dfk =gopt/(l+qk);%circle center location rfk =sqrt(1-abs(gopt)2)*qk+qk2)/(1+qk);%circle radius %plot a noise circle a=0:360/180*pi;

32、 hold on ; plot(real(dfk)+rfk*cos(a),imag(dfk)+rfk*sin(a),b,linewidth,2); text(real(dfk)-o.l,imag(dfk)+rfk+0.08, strcat(bff_k=,sprintf(%g,fk_db),db); %plot optimal reflection coefficient plot(real(gopt),imag(gopt), bo); text(real(gopt)+0.05,imag(gopt)+0.05,bfgamma_opt); text(real(gopt)+0.05,imag(gop

33、t)-0.05,. strcat(bff_min=,sprintf(%g,fmind_b),db); %specify the desired gain g_goal_db=8; g_goa1=10(g_goal_db/10); %find the constant operating power gain circles delta=det(s_param); go=g_goal/abs(s21)2;%normalized the gain dgo=go*conj(s22-delta*conj(sl1)/(l+go*(abs(s22)2-abs(delta)2); %center rgo=s

34、grt(l-2*k*go*abs(s12*s21)+go2*abs(sl2*s21)2); rgo=rgo/abs(l+go*(abs(s22)2-abs(delta)2);%radius %map a constant gain circle into the gs plane rgs=rgo*abs(s12*s21/(abs(1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2); dgs=(1-s22*dgo)*conj(sll-delta*dgo)-rgo2*conj(delta)*s22)/(abs (1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2); %plot aconst

35、ant gain circle in the smith chart hold on; plot(real(dgs)+rgs*cos(a),imag(dgs)+rgs*sin(a),r,linewidth,2); text(real(dgs)-o.l,imag(dgs)-rgs-0.05, strcat(bfg =,sprintf(%g,g_goal_db),db); %print-depsfig9_17.eps %choose a source reflection coeficient gs gs=dgs+j*rgs; plot(real(gs),imag(gs),ro); text(re

36、al(gs)-0.05,imag(gs)+0.08,bfgamma_s ); %find the actual noise figure f=fmin+4*rn/zo*abs(gs-gopt)2/(1-abs(gs)2)/abs(1+gopt)2; %print out the actual noise figure actual_f_db=10*log10(f) 根据上面的程序，产生的等噪声系数圆和等功率增益圆如下 图3-6 在smith圆图上等噪声系数和等功率增益圆 根据上面映射到上的等噪声系数圆和等功率增益圆。在等增益圆上的任意的 点都能满足给定的增益要求。然而，要符合噪声系数的指标要求

37、，则必须保证点 s s 落在等噪声系数圆内。由图3-6知，最大增益和最小噪声系数是不能同时得到的。于是 我们选图3-6中的点，此点在等增益圆上，又在等噪声系数圆内所以符合要求，在 s smith圆图上读出。 s 源反射系数: (3-1) s 0.36 108.8 由第二章的(2-32)式经过简单推导得出: ， (3-1a) 11 22 s l s s s 再把源反射系数代入就可得: (3-2) l 0.534171 (c) 第一级输入输出匹配网络的设计 当输入与输出反射系数确定以后，就可以进行匹配电路的设计，正如前面第二章 匹配网络的设计，应用smith图解法来进行放大器输入输出的网络匹配设计

38、。如图3-8 所示: 点1就是源反射系数的共轭所对应的输入阻抗点，从输入阻抗点顺时针旋 s s t z 转交导纳圆于2点，相当于给串连了一个电感。再沿着2点所在的导纳圆顺时针旋转 t z 至圆图中心，相当于给串连电感后的总阻抗再并联了一个电容。然后在圆图上读出 t z 每段曲线对应的电抗值，就可通过简单计算得出匹配网络的各个元件参数，图中的曲 线段12就是串连电感5.6nh，而曲线段23就是并联电容1.5pf，匹配原理图如图3-7所示。 输出匹配网络的设计方法和输入匹配网络的设计方法是一样的，由负载反射系数 在圆图上沿着导纳圆和阻抗圆旋转，最后匹配到圆图中心，在圆图上读出导纳值和阻 抗值。最后

39、在得出匹配网络的参数，输出匹配网络的smith圆图这里就省略。 在设计匹配网络的时候，有很多种匹配网络，也就是说匹配网络是不唯一的，即 使在smith圆图上进行匹配，也是很多种，具体选择哪一种，要看电路实施的简单，器 件是否标准化等等。 zt 5.6nh 1.5pf 图3-7 圆图匹配的电路图 图3-8 在smith圆图上输入匹配网络的设计 3.43.4 放大器电路实际制作需要考虑的其他因素放大器电路实际制作需要考虑的其他因素 放大器电路除了上述的基本电路外，还需要考虑电路的其他部分，这些部分也关 系到电路能否稳定的工作和性能。 3.4.13.4.1 微带线的弯曲微带线的弯曲 由于在pcb板上

40、，有时候为了缩小体积，或者电路布局的需求经常会遇到微带线的 弯曲，这时候就要考虑拐角匹配。 图3-8 微带导体90度拐弯 微带电路中的带条导体发生90度的拐弯，是微带电路中经常碰到的，如图3-8所示。 其等效电路如图3-9所示，cb为等效电容，lb为等效电感。围绕微带弯角处的电流的途 径同无限长直的微带线上电流途径不同，这一差别是由于弯角不连续区域发生连续的 畸变所致，因为只涉及磁场的变化，所以呈感性。 lb cb lb 图3-9 微带拐角的等效电路图 等效电路的参数为下面的公式所示： (3-3) 1412.51.832.25 / rr b w c h pf m ww h 1 w h (3.4

41、) （3-4 /9.51.255.27.0 b rr cw pf m wh 1 w h ） （3-5/1004.21 b lw nh m hh ） 根据上面的公式，微带线条的弯曲表现为不连续性的等效电抗的存在，显然要对 电磁波的传输产生反射，因此在电路设计中要尽量减少各方面的反射。对于直角弯角 来说，经验表明减小反射的方法就是将带条拐角的顶角部分切去56.5%，如图3-10所示。 图3-10 拐角匹配后的示意图 3.4.23.4.2 射频扼流圈的应用射频扼流圈的应用 和串连电阻在一起使用的射频扼流圈对于电路设计所带来的良好的性能指标是必 要的。射频扼流圈如图3-11中的rfc cblock l

42、 cblock c rblas vcc inout 图3-11 era-3sm偏置电路 下面讲述射频扼流圈的应用。图3-12表明era-mmic的输出等效电路作为电流源并 且在内部并联有一50欧姆的源阻抗，其负载是偏置电阻和外部的50欧姆负载。则50欧 姆负载的电流为: (3-5a)/ 250 sourcebiasbias irra 如果没有偏置电阻，那么仅由负载电阻上消耗的功率相对于偏置电阻和负载联合 消耗的功率而引起的损耗为: (3-5b) 250 20log 2 bias bias r db r 50 rblas ohms rblas isource 图3-12 era的等效输出电路 例

43、如，如果era-3sm使用12v的电压供电，而没有扼流圈把信号和电源隔开，从上 面的公式可以得到，例如使用114欧姆的偏置电阻就会使放大器的功率增益损失 1.7db。选择射频扼流圈要根据这两个指标选取:第一，它在最低频率上的感抗的值要 远远大于负载阻抗;第二，它的谐振点的频率必须大于器件的最高运行频率。在电路设 计中有时考虑使用普通的电感来代替射频扼流圈，其电感值决定了频宽的最低值，电 感的串连谐振点决定了频宽的最大值，通常来讲，电感值越大，串连谐振点会减小， 放大器的带宽由于扼流电感的本身的问题会导致频率范围受到限制。本电路中选择tdk 的铁氧体磁珠代替扼流圈。 用于电磁噪声抑制的铁氧体是一

44、种磁性材料，由铁、镍、锌氧化物混合而成，具 有很高的电阻率，较高的磁导率(约为100-1500)。铁氧体磁珠串接在信号或电源通路 上，用于抑制差模噪声。当电流流过铁氧体时，低频电流可以几乎无衰减地流过，但 高频电流却会受到很大的损耗，转变成热量散发。铁氧体磁珠可以等效为电阻与电感 的串联，但电阻值与电感值都是随频率而变化的。铁氧体磁珠与普通电感相比具有更 好的高频滤波特性，铁氧体在高频时呈现电阻性，相当于品质因数很低的电感器，所 以能在相当宽的频率范围内保持较高的阻抗，从而提高高频滤波效能。铁氧体磁珠的 插入损耗和驻波比分别为图3-13和3-14所示。 图3-13 插入损耗 图3-14 驻波比

45、 3.4.33.4.3 偏置电路的分析和实施偏置电路的分析和实施 采用的偏置电路如图3-11所示，偏置电流由电源电压vcc通过偏置电阻和射频扼流 圈来提供，在下面的图上就是rfc，这个电阻将会减小器件电压变化对偏置电流的影响， 从而近似于一个电流源。 在输入，输出端口需要隔直电容，这种电容应当具有很低的esr(有效的串连电阻)， 还应具有足够低的感抗，而不影响插入损耗和驻波比，这种隔直电容的谐振点应当高 于器件的最高运行频率。位于电源附近的旁路电容是为了阻止信号对电源的千扰。偏 置电流根据下式求得： (3-5a) ccd bias bias vv i r 偏置电阻的增大会减小电流的变化，增大电

46、源电压，将允许一个更大值的偏置电 阻被使用，这样会减小偏置电流的变化。同时也对射频性能带来改善，尤其是1db压缩 点可以变化很小。 port 100pf c1 1.5pf c2 15pf c3 100pf c4 100pf c5 100pf c6 49uf c11 100pf c12 42uf c9 100pf c10 4.3uf c7 100pf c8 4.2nf c15 1.49nf c14 14nf c13 15 r1 22 r2 39 r3 vcc 82 r4 dt 2.2v vcc port 5.6nh l1 50mh l2 64mh l3 56mh l3 56mh l4 64mh

47、l3 mag53543era-3smfilterera-3sm 图3-20 三级放大器的原理图 4 4 设计结果及测量数据设计结果及测量数据 根据以上计算，设计研制了damb数字音频媒体广播接受系统中的三级放大器，三 级放大器的测试系统，框图如图4-1和图4-2中进行测试，用到如下三个仪器：信号源 hp8350b提供0.01到50ghz范围的信号；噪声系数测量仪hp8970a测量的频率范围是 10mhz到1600mhz,噪声范围0到30db；网络分析仪hp8757c用来测量增益，驻波比等。 信号源hp835p被测放大器噪声系数测量仪记录测试结果 图 4-1 噪声系数测量系统 信号源hp835p

48、被测放大器网络分析仪记录测试结果 图 4-2 增益、驻波比测试系统 经上述测试系统的测试，得到测试结果如下，测试结果三级放大器：中心频率： 0 1472fmhz 表 4-1 频率（mhz）1420144014601480150015201540 增益（db）37.4945.0646.2446.9945.6038.1732.08 噪声系数（db）2.22.252.32.322.52.532.6 1420144014601480150015201540 32 34 36 38 40 42 44 46 48 f(mhz) g(db) 图 4-1 1420144014601480150015201540 2.2 2.25 2.3 2.35 2.4 2.45 2.5 2.55 2.6 f(mhz) nf(db) 图 4-2 三级放大器：中心频率。10，20，30，40，50 0 1472fmhz 0 f 表 4-2 频率（mhz）-50-40-30-20-101472+10+20+30+40+50 输入（vswr）2.52.522.552.562.62.622.72.752.82.82.9 输出（vswr）2.832.742.251.81