《超大规模集成电路设计导论》第6章：电路参数计算

1、2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 1 第六章第六章 电路参数计算电路参数计算 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 2 第一节第一节 信号传输延迟信号传输延迟 数字电路的延迟由四部分组成： 门延迟 连线延迟 扇出延迟 大电容延迟 一、一、CMOS门延迟：门延迟： 门延迟的定义 本征延迟 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 3 上升时间上升时间tr：输出信号波形从“1”电平的10%上升到 90%需要的时间。即：V0：10%90%Vdd。 下降时间下降时间tf：输出信号波形从“1”电平的90%下降到 10%需

2、要的时间。即：V0：90%10%Vdd。 延迟时间延迟时间td：输入电压变化到50%Vdd的时刻到输出电压 变化到50%Vdd时刻之间的时间差。 V i Vo td ftd r 5 0 % V d d 2 d rd f d tt t 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 4 1、下降时间：、下降时间： 设：输入波形为理想脉冲 Cl上的电压从0.9Vdd下降到Vdd-Vtn过程中，N管工作在饱和区 Cl上的电压从Vdd-Vtn下降到0.1Vdd过程中，N管工作在线性区 根据放电电流的瞬态方程： Vi Vdd Vo Cl Io dt dV CI l 0 0 2021-7

3、-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 5 CMOS反相器下降时间为： 设：Vtn=0.2Vdd Vdd=5v 2、上升时间： 由充电电流的瞬态方程： ) 2019 ln( 2 11 .0 )( 2 21 dd tndd tndd ddtn tnddn l fff V VV VV VV VV C ttt ddn l f V C t 4 Vi Vdd Vo Cl I0 S d d S dt dV CI l 0 0 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 6 CMOS反相器的上升时间为： 设：|Vtp|=0.2Vdd 如果两管尺寸相同： 时， 有： ) |2

4、019 ln( 2 1 |1 . 0 1 . 0| |)|( 2 21 dd tpdd tpdd ddtp tpddn l rrr V VV VV VV VV C ttt ddp l r V C t 4 p p n n L W L W p p n n ff p n r ttt5.2 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 7 3、延迟时间：通常假设输入信号为理想的阶跃信号的 情况下，计算门的平均延迟时间平均延迟时间： 22 224 f r t t d rd frf d tttt t tf/2 tr/2 Vi Vo 50% 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第

5、6章：电路参数计算 8 二、连线延迟二、连线延迟 在计算连线延迟时，我们用最简单的RC网络模型。考察节 点Vi的时间响应： 11 1 iiiii ii dVVVVV ICII dtRR C R Vi-1 Ii-1 Vi Vi+1 Ii I 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 9 当网络节点分得很密时，上式可写成微分形式： 式中：r为单位长度电阻，c为单位长度电容。 通常信号在连线上的传播延迟时间可以用下式估算： 其中：l为连线长度，由于 ，l在连线延迟中起主要作用。 为了减小延迟时间，可行的策略是在连线中加若干个Buffer。 2 2 rcl t l 2 ltl

6、2 2 dx Vd dt dV rc 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 10 三、电路扇出延迟三、电路扇出延迟 逻辑门的输出端所接的输入门的个数称为电路的扇出：Fout 对于电路扇出参数的主要限制是： inout II Vi Iout VoIin Iin Iin 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 11 扇出端的负载等于每个输入端的栅电容之和： 在电路设计中， 如果一个反相器的扇出为N，即Fout=N。 其驱动能力应提高N倍，才能获得与其驱动一级门相同 的延迟时间。否则它的上升及下降时间都会下降N倍。 Fout i gl iCC 1

7、 )( 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 12 四、大电容负载驱动电路四、大电容负载驱动电路 问题：一个门驱动非常大的负载时，会引起延迟的增大。 要想在允许的门延迟时间内驱动大电容负载，只有提 高 ，即增大W，将使栅面积LW增大，管子的输 入电容（即栅电容）Cg也随之增大，它相对于前一级又 是一个大电容负载。如何解决这一问题呢？ Mead和Conway论证了用逐级放大反相器构成的驱动电路 可有效地解决驱动大电容负载问题。 )( L W K 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 13 例如：设一个标准反相器： 如果不增加反相器的驱动能力

8、，其延迟时间将增大27倍，即 T=27tpd。 81 l C 3 1 1 3 i V dd V 负 驱 R 9 R （倍）27 3 81 3 81 g l g l C C WLC C 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 14 逐级放大方法：为了保证输出低电平Vol不变，而维持 标准反相器的 不变的条件下，逐级放大驱动管和负载 管的宽长比，使每级放大的比例因子f相等。 R i V g C 3 1 1 3 3 3 1 9 3 9 1 27 81 l C 1 l C 2l C 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 15 第二节第二节 功功 耗

9、耗 CMOS电路的功耗主要由两部分组成： 1、静态功耗：由反向漏电流造成的功耗。 2、动态功耗：由CMOS开关的瞬态电流和负载电容的充放 电造成的功耗。 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 16 一、一、CMOSCMOS功耗功耗 1、静态功耗 CMOS在静态时，P、N管只有一个导通。由于没有Vdd到GND 的直流通路，所以CMOS静态功耗应当等于零。但在实际当 中，由于存在反向漏电流： 静态功耗： 其中：n为器件个数。 n ddis VIP）（电流电压）反向电流( 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 17 2、动态功耗 （1）假设输入

10、波形为理想的阶跃波形 CMOS电路在“0”和“1”的转换过程中，P、N管会同 时导通，产生一个窄脉冲电流，由Vdd到GND。同时， 对负载电容充电也需要电流。 平均功耗为： 2 ddpLd VfCp 1 p p f t 输入信号的频率 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 18 （2）输入为非理想的波形 另一种动态功耗称为交变功耗PA，它是在输入波形为非 理想波形时，反相器处于输入波形上升沿和下降沿的瞬 间，负载管和驱动管会同时导通而引起的功耗。 交变电流 的峰值，tr，tf为输入信号的上升及下降 延迟时间。 总功耗： P=PP=Ps s+P+Pd d+P+PA A

11、 )( 2 1 maxfrddpA ttIVfP max I I 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 19 二、漏源截止电流二、漏源截止电流 对于增强型的MOS管，VgVt时，由于PN结反向 漏电流等原因造成的电流称为截止电流，以 Ioff表示。 引起漏电的原因很多，下面仅介绍形成截止电 流的几个组成部分，以N管为例： 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 20 1、PNPN结反向饱和电流结反向饱和电流I I0 0 结， 其中：A为PN结面积， D电子扩散系数， Ln电子扩散长度， 本征载流子浓度. 2 2、耗尽层产生电流耗尽层产生电流

12、IgIg 其中：Xd为耗尽层宽度， 为少数载流子寿命。 An in NL nAqD I 2 0 PN AD NN i n n di g XAqn I 2 n 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 21 3、场开启漏电流场开启漏电流 MOS管的结构是金属氧化物半导体，在 有源区我们利用此结构来做MOS管。在场区，同样 也有可能存在这种结构，从而形成寄生的晶体管。 例如：一条Al引线如果跨越了两个相邻的扩散区， 那麽就会形成场开启现象，产生场开启电流。 N+ N+ Al 寄生沟道 P-Si N+ N+ SiO2 Al 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：

13、电路参数计算 22 三、栅源直流输入电阻三、栅源直流输入电阻 对于结构完整的热生长SiO2，厚度在1500 左右 时，电阻可达 以上。这样高的输入阻抗， 使MOS电路具有很可贵的特性： （1）当一个MOS管驱动后面的MOS电路时，由于 后面不取电流，所以静态负载能力很强。 （2）由于输入阻抗很高，使栅极漏电流很小。 在室温下，Vds为零时，栅极漏电流一般只有 左右。这样可以将信息在输入端的栅电容 上暂存一定时间，这就为MOS动态电路创造了条 件。 12 10 o A A 14 10 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 23 四、直流导通电阻四、直流导通电阻 漏源电

14、压Vds与漏源电流Ids的比值称为直 流导通电阻Ron，即： 1 1、非饱和区的直流导通电阻非饱和区的直流导通电阻 当Vds趋于零时， ds ds on I V R 2 1 2 2 ds tgs ds dstgs ds on V VV V VVV V R 线 tgs Von VV R ds 1 | 0线 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 24 2、饱和区的直流导通电阻饱和区的直流导通电阻 临界饱和点： Vds=Vgs-Vt， 即在临界饱和点的直流导通电阻为线性区 Vds=0时的直流导通电阻的两倍： 2 2 tgs ds on VV V R 饱 2 1 | tgs

15、 VVVon VV R tgsds 饱 0 |2| dstgsds VonVVVon RR 线饱 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 25 五、栅源击穿电压五、栅源击穿电压BVgsBVgs 对于热生长的SiO2的临界击穿电场强度为 ，对于栅氧化层厚度 ， 理论上允许的最大电压为： cmV 6 1085 Atox1500 VtEV ox 12075 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 26 六、漏源击穿电压六、漏源击穿电压BVBVdsds 晶体管出现沟道夹断后，工作在饱和区，其电流Ids不 随Vds发生变化，出现恒流现象，但此时Vds不

16、能任意 加大，否则会发生漏源击穿现象。 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 27 第四节第四节 CMOSCMOS电路的闸流（电路的闸流（Latch-upLatch-up）效应效应 一、闸流效应的起因一、闸流效应的起因 在CMOS芯片结构中， 存在一条由Vdd到Vss 的寄生的P+/N/P/N+ 的电流通路。 这PNPN通路包含了 三个PN结，形成了 交叉耦合的一对PNP 和NPN的双极型晶体管。 Rs Rw T2 T1 Vdd Vss 105 .0 50050 700500 KK201 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 28 阱内有一个纵向NPN管，阱外有一个横向NPN管， 两个晶体管的集电极各自驱动另一个管子的基 极，构成正反馈回路。 P阱中纵向NPN管的电流放大倍数约为50-几百， P阱外横向PNP管的大约为0.5-10。PNP管发射 极P+与P阱之间的距离越小则值越大。 Rw和Rs为基极寄生电阻，阱电阻Rw的典型值为 1K-20K之间，衬底电阻Rs的典型值在500-700。 如果两个晶体管的电流放大倍数和基极寄生电 阻Rw、Rs值太大，则很容易在外部噪声的作用 下，触发闸流效应。 2021-7-16超大规模集成电路设计导论第 6章：电路参数计算 29 二、闸流效应的控制二、闸流效