【精品毕业论文】移相全桥软开关变换器的设计要点

1、安徽工业大学毕业设计(论文)说明书移相全桥软件开关变换器的设计电气工程及其自动化李跃089064117指导教师：胡雪峰 副教授摘要软开关技术和数字控制是电力电子领域的重要课题。本文就是对两者进行有机结 合所做的简单尝试。软开关的形式诸多，其中移相全桥零电压软开关变换器(phase-shift full-bridge zero-voltage switching converter,简称 psfb-zvs变换器)由于结构简单，控制方便在中大功率电源中获得了广泛的应用。本文针对经典的psfb-zv旌换器拓扑进行了细致的分析，推导出电路工作的相关状态方程。并 用matla欧件对主电路进行了仿真，仿真

2、结果证明了理论分析的正确性。在此基础 上，根据既有实验条件，设计了一台小功率的样机，对主电路和测控电路的参数进行 了计算和选取，并以armstm32f407vg制器为核心，结合数字 pid控制理论实现了 对变换器的电压电流双闭环控制。 利用arm虽大的事务管理机制，设计了友好的的人 机界面，提高了装置的易操作性和灵活性。线 关键字：移相全桥，软开关，arm数字控制安徽工业大学毕业设计（论文）说明书abstractsoft-switching technique along with digital control scheme plays very important role in the

3、subject of power electronics. this paper gives a simple try to combine the two techniques. among so many constructions of soft switch, phase-shift full bridge zvs converter has been widely used for medium-high power dc power supply due to its good performance with simple topology and simple control.

4、 based on detailed analysis of the classical psfb-zvs converter, parameter calculation equations are derived in this paper. the main circuit is simulated by matlab to prove the validity of the theoretical analysis. restricted by the resources in the laboratory, a low power prototype is made to 订 obs

5、erve operating mode of the circuit. both parameter and structure of the main circuit and auxiliary circuit are designed. based on the lasted arm stm32f407vg mcu, combined with digital pid control scheme, the converter is operated under the control of voltage-current dual loop. thanks to the powerful

6、 task-managing ability of arm, a friendly hmi is built which makes the apparatus easy to manipulate and much more 线 flexible.keywords: phase-shift full bridge, soft-switching, arm, digital control安徽工业大学毕业设计（论文）说明书第一章绪论共 46页 第1 页1.1课题背景电源是一切电气设备的心脏，具重要性不言而喻。由于效率高，体积小等得天独 厚的优点，开关电源在绝大部分场合已取代线性电源而成绝对的主

7、流。但随着低碳节能的观念深入人心和电力电子技术的飞速发展， 传统开关电源的地位受到了严重的挑 战。为了缩小设备体积，必须提高工作频率，而开关损耗也将随之水涨船高，效率会 严重下降，鱼和熊掌不可兼得。软开关技术正是在这种背景下应运而生。开关变换器的发展趋势是高频、高功率密度、小型轻量化。但大多数传统变换器 中的开关器件是在电压很高或电流很大的条件下开通或关断，其开关时的电压和电流波形如图1.1所示，具有这种开关特性的开关称为硬开关。 开关管工作在硬开关状态 时，由于开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压不是立即下降为零， 而是有一 个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流， 而是有一个

8、上升时间。在开 通的这段时间内，电压和电流有一个交叠区，产生损耗，称之为开通损耗。当开关管 关断时，开关管的电压不是立即从零上升至电源电压， 同时电流也不是立即下降到零， 也有一个下降时间。在关断的这段时间内，电压和电流也有一个交叠区，产生损耗， 称之为关断损耗。因此在开关管工作时，不仅有通态损耗还会产生开通损耗和关断损 耗，统称为开关损耗。在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是一定的， 开关变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗就越高， 开关变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了开关变换器开关频率的提高，从而限制了开关变化器的小型化和轻量化。 同时，硬开关

9、在开通和关断时电压电流快速变 化，产生严重的开关噪声。图1.1硬开关过程随着开关变化器的工作频率的不断提高，硬开关将会给变换器带来如下问题：1）开关损耗大：开通时，开关器件的电流上升电压下降同时进行；关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗。 该损耗随开关频安徽工业大学毕业设计（论文）说明书率的提高而急速增大。2）感性关断电压尖峰大：当器件关断时，电路中的感性原件感应出尖峰电压。 开关频率越高，关断越快，该感应电压越高。此电压加在开关器件两端，易造成器件 击穿。3）容性开通电流尖峰大：当开关器件在很高的电压下开通时，储存在开关器件 结电容中的能量以电流形式全部耗散

10、在该器件内。频率越高，开通电流尖峰越大，从而会引起器件过热损坏。另外，二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期， 开关管 在此期间内的开通动作易产生很大的冲击电流。频率越高，该冲击电流越大，对器件的安全运行造成的危害越大。4）电磁干扰严重：随着频率的提高，电路的 di/dt和dv/dt增大，从而导致电 磁干扰（emi）增大，影响整流器和周围电子设备的正常工作。5）二极管的反向恢复问题：二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期，在此 期间内，二极管处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件， 容易造成直流电源 瞬间短路，产生很大的冲击电流，轻则造成该开关器件和二极管损耗急剧增加， 重则 致其损坏。1

11、.2软开关的原理和实现1.2.1 软开关的基本概念开关变换器的高频损耗问题严重妨碍了开关器件工作频率的提高，采用软开关（soft switching ）是解决上面问题的有效途径。软开关工作方式与硬开关工作方式 不同：理想的零电流软关断过程是电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零；理想的零电压软开通过程是电压先下降到零，然后电流再缓慢上升到正常值，所以开通损耗近似为零，从而解决了容性开通的问题。同时，di/dt,dv/dt 的降低使得电磁干扰问题得以解决。软开关技术实际上是利用电容与电感谐振，使开关器件中的电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流过零时，使器件关断；当电

12、压过零时，使器件开通，实 现开关损耗为零。通过在基于硬开关的开关电路中引入很小的电感l、电容c等谐振元件，便可在开关过程前后引入谐振过程，开关开通前电压先降为零，或关断前电流先降为零，就 可以消除开关过程中的电压、 电流的重叠，降低他们的变化率，从而大大减小甚至消 除损耗和开关噪声。具有这种开关特性的开关称为软开关，应用软开关的电路称为软开关电路。软开关电路中典型的开关过程如图1.2所示。图1.2典型软开关过程1.2.2 软开关的分类装软开关可以分为两类，即零电压开关和零电流开关。d零电压开关（zvs：开关开通前两端电压已降为零，这样开关开通时就不会 产生损耗和噪声，这种开通方式为零电压开通；

13、与开关并联的电容能延缓开关关断后 电压上升的速率，从而降低关断损耗，有时称这种关断过程为零电压关断，关断时不订会产生损耗和噪声。2）零电流开关（zcs：使开关关断前其电流为零，则开关关断时也不会产生损 耗和噪声，这种关断方式称为零电流关断；与开关串联的电感能延缓开关开通后电流 上升的速率，降低了开通损耗，这种开通方式称之为零电流开通。线1.2.3 软开关变换器的拓扑软开关技术在改善功率开关器件工作状态方面效果明显，使开关电源的高频化成 为可能。按软开关电路的调制方式，可将其分为pfm开关和pwmk开关。pfm软开关电源结构简单，但工作频率不恒定，给变压器、电感等磁性元件的优 化设计带来一定的困

14、难。此类软开关电源适用于负载、输入电压相对稳定的应用场合。 全谐振变换器、准谐振变化器（qrcs剂多谐振变化器（mrcs属于pfm空制方式。pwm!制方式软开关电源，工作在恒频模式，大大方便了磁性元件的优化设计， 是软开关电源中应用最广泛的控制方式。 零开关pwme换器零转换pwme换器以及移 相全桥软开关属于pwm!制方式。各种软开关变换器的拓扑可以分为以下几类：1）全谐振变换器全谐振变换器（resonant converters ） 一般称之为谐振变换器，实际上是负载 谐变换器。按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变化器（ series resonant共46页 第3 页安徽工业大学毕业设

15、计(论文)说明书,prcs 两converters,srcs ）和并联谐振变化器（parallel resonant converters类。按负载与谐振电路的连接关系也可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联称之 为串联负载谐振变换器(series load resonant converters , slrcs,另一类是负 载与谐振回路相并联称之为并联负载谐振变换器(parallel load resonant converters , plrc9,在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全 过程。谐振变换器与负载关系密切，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制的方法。用联谐振变换

16、器、并联谐振变换器如图1.3所小。共46页 第5 页lrcr| 卜vi并联谐振变换器串联谐振变换器图1.3全谐振变换器2)准谐振变换器准谐振电路是最早出现的软开关电路，其中有些现在还在大量使用。准谐振电路 可以分为 零 电压开关准谐 振电路 (zero-voltage-switching quasi-resonant converter,zvs qrc)。 零 电流开关准谐 振电路(zero-current-switching quasi-resonant converter,zcs qrc) 零 电压开关多谐振电路(zero-current-switching multi-resonant

17、converter,zvs mrc)准谐振电路中电压或电流的波形为正弦半波，因此称之为准谐振。谐振的引入使 得电路的开关损耗和开关噪声都大大下降，但也带来一些负面问题：准谐振电压峰值很高，要求器件耐压必须提高；谐振电流的有效值很大，电路中存在着大量的无功功 率的交换，造成电路导通损耗加大；谐振周期随输入电压、负载变化而变化，因此电 路只能采用脉冲频率调制(pulse frequency modulation,pfm )方式来调制，变化的 开关频率给电路设计带来困难。零电流开关准谐振变换器(zcs qrc、零电压开关准谐振变换器(zvs qrc、 零电压开关多谐振变换器(zcs mrc的基本开关

18、单元如图1.4所示。电电压准谐振基本单元零电流准谐振基本单元图1.4准谐振软开关基本单元零电压多谐振基本单元3)零开关pwmfe路零开关pwmfe路中引入了辅助开关来控制谐振开始的时刻， 使谐振仅发生于开关 过程的前后。零开关pwmi路可以分为： 零电压开关 pwmfe路(zero-voltage-switching pwm converter,zvs pwm )。 零电流开关 pwml路(zero-current-switching pwm converter,zcs pwm )。这两种电路的基本开关单元如图1.5所示。与准谐振电路相比，这类电路有很多明显的优势：电压和电流基本上是方波，只

19、是上升沿和下降沿较缓，开关承受的电压明显降低，电路可以采用频率固定的pwm控制方式。图1.5零开关pwm基本单元4)零转换pwmfe路零转换pwm1路也是采用辅助开关控制谐振开始的开始时刻， 所不同的是，谐振 电路是与主开关并联的，因此输入电压和负载电流对电路的谐振过程影响很小，电路在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态。而且电路中无功功率的交换被削减到最小，这使得电路效率有了进一步的提高。 零转换pwmfe路可以 分为：零电压转换 pwmfe路(zero-voltage-transition pwm converter,zvt pwm )。零电流转换 pwmfe路(zer

20、o-current-transition pwm converter,zct pwm )。 这两种电路的基本单元如图1.6所示。安徽工业大学毕业设计（论文）说明书图1.6零转换pwm基本单元5）移相全桥软开关变换器后文将针对移相全桥零电压开关变换器作详细的讨论，在这里先作简答介绍。移相全桥电路是目前应用最广泛的软开关电路之一，最大的特点是结构简单（如图 1.7 所示），可以采用恒频pwme制，同硬开关全桥电路相比，并没有增加辅助开关等元 件，而是仅仅增加了一个谐振电感，就使得电路中四个开关器件都在零电压的条件下 开通。图1.7移相全桥变换器移相全桥软开关变换器通过改变全桥对角线上下开关管驱动信

21、号移相的大小来 调节输出电压，让超前臂开关管控制极上的电压领先于滞后臂开关管上控制极的电压 一个相位，并对同一桥臂的两个反相驱动信号设置不同的死区时间，巧妙的利用变压器漏感和开关管结电容及变压器一二次侧之间的寄生电容来完成谐振过程，实现零电压或零电流开通或关断，错开开关器件大电流与高电压同时出现硬开关状态，减小了开关损耗与干扰。移相全桥软开关变换器不增加或只需增加很少元件，除了具有传统全桥变换器中 开关器件电压电流额定值较低、功率变压器利用率高、输出功率大等优点外，还实现 了开关器件的软开关，但此类变换器有一个明显的缺点，即变压器二次侧存在占空比 丢失现象，而滞后臂的软开关范围受负载、 输入电

22、压等多种因素的影响。如何减小二 次侧占空比的丢失，增大滞后臂软开关范围是移相全桥软开关变换器需要深入研究的 问题。1.3开关电源的数字化控制随着微电子技术、计算机技术的发展，以及数字控制理论的成熟和发展，数字控 制系统的优势日益明显。近年来，数字控制技术在电力电子领域获得了广泛的应用， 采用以微机为基础的数字控制替代模拟控制已成为现代电力电子电路控制的重要发 展趋势。相对模拟控制系统，数字控制系统一般具有下列优势：1）系统紧凑，通用性强，可一机多用，性能价格比高。与模拟控制系统不同， 数字控制系统的控制方案并不是全部体现在硬件电路上，而是主要集中在控制程序， 即软件上。用于控制的微处理器，又称

23、微控制器，往往具有丰富的片内外设可供使用。 因此，系统的硬件设计一般比紧凑。而且，在硬件配置确定之后，系统始终具有较强 的通用性，仍可选择多种控制方案。另外，微控制器内部资源丰富，还可进行分时处 理，故容易实现一机多用，达到较高的性能价格比。2）控制规律灵活，且可在线修改控制算法或参数。数字控制系统中，若想改变 装控制规律，一般只需改变控制程序，硬件结构则可保持不变。因此，可以方便地尝试各种可能的控制规律，甚至可以在控制程序中根据控制对象的不同工况在线、实时地变更控制算法或参数，实现所谓的变结构、自整定控制。3）可以实现许多先进、复杂的控制算法，可望从根本上提高系统的性能指标。订电力变换器往往

24、受电网波动和负载变化的双重影响， 且高频工作下的开关器件和储能:元件均会偏离其理想特性。这样，控制对象的精确模型就无法获取，经典控制理论遇到了一定的困难。而现代控制理论或智能控制理论涉及到的许多复杂运算，是模拟系统无法或难以完成的，但具备运算、记忆和判断能力的微处理器则擅长于实现这类算 法。线4）抗干扰能力强，可以获得较高的稳定性和控制精度。数字控制使用的是以“1”、“0”表示的逻辑“高”、“低”电平，区分明显，不易受外界干扰和元件参数老化、 漂移的影响。另外，数字调节器的控制精度不象模拟调节器那样取决于元器件的精度， 而是主要取决于机器字长和运算误差。一般来说，元器件的精度很难达到10-3,

25、而数字调节器的运算精度则很容易达到这个数量级。5）便于实现控制、管理与通信的结合，可提高分布式系统的自动化程度和可靠 性。随着分布式电源系统的发展，数字控制系统的网络通信和集中监控功能也越来越 受到重视。目前用于实现开关电源数字化控制的主要手段有：1）专用的大规模集成电路（asic）使用简单，无需编程，但灵活性受限。2）使用可编程逻辑器件（cpld fpg期），能够灵活的的搭建自己的逻辑电路， 具有强大的并行处理能力，对于发生复杂的驱动信号非常有效，但由于缺乏数学运算 能力，通常需要配合其他mc或dsp|者嵌入软核。3）使用微控制器，如单片机，dsp arm。它们具有极好的快速运算、信息存 储

26、、逻辑判断和数据处理能力，以及丰富的片内外设，因此很容易实现电力电子变换 器系统中的许多控制要求，在电力电子变换器中得到了日益广泛的应用。作为嵌入式处理器的领头军，arms：力于mcl场，推出了基于v7架构的32位 cortex m系列微处理器，具备强大的运算能力和丰富的外设，本文将采用最新的基 于cortex-m4的stm32f40处理器作为控制核心。1.4 本文的主要内容本文结合软开关技术和数字控制技术，选取了应用广泛的移相全桥零电压软开关 拓扑和最新的arm cortex-m4控制器，设计了一台数字控制的软开关 dc/dc变换器。第一章讨论了软开关出现的背景，简要介绍了各种不同类型的软开

27、关电路。同时阐明了数字控制带来的好处。第二章详细分析了移相全桥零电压开关变换器的工作原 理，推导了相应的状态方程，总结了该变换器的特点和缺陷，并给出了一些改进的拓 扑。第三章介绍主电路的 matla册真，给出了仿真参数设置，仿真结果波形，并对 仿真结果作出分析。第四章设计了硬件电路，包括主电路以及控制电路。第五章介绍 系统的软件部分，如arm空制器简介，数字pid原理，移相信号的发生，系统 ui的 设计等。第六章对实验情况进行了简单介绍，并分析了实验结果和不足之处。共46页 第9 页第二章 psfb-zvs变换器工作原理分析2.1 全桥变换器及其控制策略移相全桥零电压开关变换器（psfb-zv

28、sconverter ）的基本拓扑仍然是全桥变换 器，和普通硬开关全桥变换器相比，只是采取了特殊的控制方式实现了软开关。所以 在正式分析psfb-zv酸换器之前，有必要对全桥变换器的各种控制策略予以介绍。全桥变换器由于开关管承受电压小、 额定电流小、高频变压器利用率高等优点获 得了广泛的应用，特别是在中大功率的开关电源中。下图（图 2.4）为基本全桥电路 的拓扑和关键波形。图2.1全桥变换器基本拓扑和主要波形全桥电路的控制方式一般分成四种：双极性控制方式、有限双极性控制方式、不对称控制方式、移相控制方式，各种控制方式的驱动信号如图2.2所示：不对称控制移相控制图2.2各种控制方式对应的驱动信号

29、安徽工业大学毕业设计（论文）说明书1）双极性控制方式：斜对角的两只开关管s1、s4和s2、s3同时开通和关断，开通时间不超过半个周期，即导通角不超过180。2）有限双极性控制方式：在正半周期中，s4一直开通，s1只开通一段时间；负 半周期中，s2一直开通，而s3只开通一段时间，由于 s4 s2分别在sl、s3之后关 断，可定义s1、s3为超前桥臂，s2、s4为滞后桥臂。3）不对称控制方式：斜对角的两只开关管s1、s4和s2、s3同时开通和关断，与（1）中不同的是，该方式中开通和关断是互补的。且s1、s4的开通时间和s2、s3的开通时间是不一样的，因此变压器两端的交流方波电压不对称。4）移相控制

30、方式：每个桥臂的两个开关管1800互补导通，并插入一定的死区tdo两个桥臂的开关管导通差一个相位，即所谓移相角 ps。两个有一个相位差的电 压叠加后输送给负载，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由于s1、s3的驱动信号分别超前于s2、s4,可定义s1、s3为超前桥臂，s2、s4为滞后桥臂。从控制策略来看，由于控制方式（1）、（3）斜对角的两只开关管同时关断，因此一装股不能实现软开关。而控制方式（2）、（4）斜对角的两只开关管关断时间错开，一只先关断，一只后关断，适宜实现软开关。2.2 移相全桥zvs变换器工作模态分析订移相全桥零电压开关变换器的主电路拓扑如图2.3所示。和基本全桥变换器相比，

31、仅仅增加了谐振电感lr。四个开关管组成了两个桥臂，其中 s1, s3为超前臂， s2, s4为滞后臂。c1、c2、c& c4为开关管的寄生电容，也可能包括外接的谐振电 容。cb为隔直电容，用于防止变压器发生直流磁偏。s1、s3的驱动信号超前于s4 s2一个0180的移相角，改变这个角度可以调节输出电压的的的大小。lr ;ip 图2.3移相全桥.1 以v,+c 3，咛 rr vodr2-tr 1zvs变换器主电路为了方便分析，我们假定以下条件成立：1）忽略所有开关管，二极管上的导通压降且视开关过程是理想的；2）电路中的电容、电感和变压器均视为理想元件；3） lf*k 2lr, k是高频变压器原边

32、和副边的匝数比。在一个开关周期中，移相全桥零电压开关变换器的工作过程可以分为12个模态,主要波形如图2.4所示。现对其前半个周期的六个工作模态进行分析。s1s3s2s4uab0v irv /k0urec i ec图2.4移相全桥关键波形s1s s31 11 i共 46页 第11 页分析起点（to时刻）：如图2.5所示。s1和s4导通，原边电流ip的路径为vin 一s1-lr-tr-cbs4副边dr1导通，dr2止，能量由原边向副边传输。图2.5to时刻等效电路安徽工业大学毕业设计(论文)说明书共 46页 第15 页(a) 10-3时刻等效电路lfc2+cf=l rvobcbs4 i-(b) 1

33、1-t 2时刻等效电路c4vin(d) t3t 4时刻等效电路(c) t2-t3时刻等效电路线vint4-t 5时刻等效电路(f) t5-t6时刻等效电路图2.6不同模态对应的等效电路模态1 (t0-t 1):如图2.6 (a)所示。to时刻s1被关断，由于电感中的电流不能 突变，原边电流将转移至 c1、c3支路，即c1被充电，电压逐渐升高，c3被放电， 电压逐渐下降。由于放电电流包括滤波电感 lf中的电流，因此对c3而言，可近似看 做恒流放电。由于 c1的电压从零逐渐升高，故 s1是零电压关断。这个模态中电容 c1、c3上的电压和原边电流ip为：ip(t)=ip(t0)= li(2.1),、

34、 i1,、uci(t)(t -to)(2.2)2cieadi1, uc3(t)=vin -(t -to)(2.3)2%等到ti时刻时，c3电压被放电至0, s3的反并联二极管d3导通续流，模态1结 束。该模态持续的时间为：t012cleadvin(2.4)模态2 (t1-t2):如图2.6 (b)所示，s3两端的电压在d3导通后被钳位至零, 如果此时开通s3,则为零电压开通。如果开关是 mosfet话，电流会流过 most 如果是igbt的话则仍由二极管续流。s3和s1的驱动信号死区时间td(lead)应满足：td (lead )2c riv j、lead in i1(2.5)在续流的这段时间

35、内，原边电流为滤波电感电流反射到变压器原边的值，即,小 ilf(t)ip(t)(2.6)k该模态结束时(t2时刻)，原边电流减小至i 2。模态3 (t2-t 3)：如图2.6 (c)所示，t2时刻时，s4被关断，由于电感电流不能 突变，ip将转移至c2和c4支路，即c2被放电,c4被充电。由于c4上的电压是逐渐 上升的，因而s4是零电压关断。同时由于 uab=-u”两个桥臂中点的电压变为负值， 导致变压器原边电压为上正下负， 副边为下正上负，故dr2导通，两个二极管同时导 通进入换流状态，使副边输出电压为0,导致原边电压也为0,电源电压直接加在谐振电感lr上，这个模态中的相关状态方程为：ip(

36、t) = i2cos (t -t2)(2.7)(2.8)(2.9)uc4 =zpi2sin (t -t2)uc2 =vn zpi2sin0(t -t2)在这个模态结束时(t3时刻)，c2上的电压被放电至0, d2导通续流：t23sin-vn-(2.10)zpl2模态4 (t3-t4)：如图2.6 (d)所示，s2两端的电压在d2导通后被钳位在零电 位，如果此时打开s2则s2为零电压开通。为了实现 s2的零电压开通，要求 s2和 s4驱动信号之间的死区时间满足：td(lag).工sin乂zpl2(2.11)若开关为mosfet则此时电流会流过开关，若为igbt则不会流过电流，仍由d2 续流，谐振

37、电感的储能回馈给输入电源。 整流二极管dr1和dr2同时导通导致副边电 压为0,因此原边绕组两端的电压也为0,电源电压全部加在谐振电感lr上，使得原 边电流ip迅速下降。原边电流表达式为：vinip(t) =ip(t3)-n(t-t3)(2.12)ir该模态结束时(t4时刻),原边电流由ip(t 3)减小至0,二极管d2、d3截止，s2、s3中将会流过电流。该模态持续的时间为：t34lrip(t3)vin(2.13)模态5 (t4-t 5)：如图2.6(e)所示，原边电流逐渐减小，在t4时刻减小至0并继 续向负方向增加，流经s2、s3。由于变压器原边电流ip不足以提供负载电流，滤波 电感的电流

38、仍通过两个整流二极管换流。故原边绕组上的电压依然保持为0,电源电压仍完全加在谐振电感lr上，原边电流表达式为：(2.14)vn ip(t)=-r(14)lr这个模态结束时(t5时刻)原边电流增加到等于滤波电感电流在原边的反射值-i f(t 5)/k ,这时dr1截止，电感电流全部转移到 dr2中。模态5持续时间为：t45l/lft)kvin(2.15)模态6 (t5-t 6)：如图2.6(f)所示，t5时刻以后，原边开始向副边传输能量，原 边电流表达式为：vin - kv0ip-产(t*)(2.16)lr k lf由于lr bvin=20vm s1uab*口1,dr2dr1lj-vm2tmur

39、ecdriv er ps_driverv_q3v_q4tm1pwmi_dr1&dr2m2scope6+ in1 out1offset共 46页 第21 页图3.1主电路仿真模型开关管的并联谐振电容和反并联二极管在内部设置，未画出。其中 ps_driver为封装成subsystem的驱动模块，用于产生移相全桥所需的带死区移相驱动信号，如下图所示：图3.2驱动模块安徽工业大学毕业设计(论文)说明书最终的设计目标是20v升100v,频率24khz,功率100w勺dc/d吸换器，按照设 计目标设定的仿真参数如下： 输入电压vn=20v 负载电阻r=120q 开关管导通内阻 rs_o=0.01q,谐振电

40、容c=100nf 谐振电感lr=3uh,隔直电容 cb=100uf 变压器原副边变比k=1：8,原边自感100uh 滤波电感lf=2mh,滤波电容cf=220uf 开关频率20khz,移相角ps=30 ,桥臂死区0.5us仿真得到的波形如下：(1)驱动信号q1号信动驱q3q4q2100us200us图3.3驱动波形(2)图3.4输出电压输出电压共 46页 第23 页(3)电压uab和整流输出电压 uecu3020100-10-2002550t/us75图 3.5 uab 和 urec可以很明显的看到，在 ub由零上升到vn后，整流输出电压urec仍保持为零一段 时间，即发生了占空比丢失现象。因

41、为在这段时间内，原边电流仍不足够提供负载电 流，副边两个二极管同时导通导致副边电压为零。 当原边电流上升达到滤波电感电流 的反射值时，二极管换流结束，原边开始向副边传输能量。原边电流和二极管电流如 下图所示：(4)原边电流和二极管电流0-10a1a0255075100 t/us号信动驱 mdi图3.6原边电流和二极管电流仿真得到的波形和理论分析是一致的。超前臂关断后，原边电流缓慢下降，滞 后臂关断引发副边二极管换流，原边电流快速变化，过零后向相反方向增大，直到等 于副边电感电流的反射值时，换流结束，电流缓慢增加，能量由原边向副边传递。(5)开关管零电压开关波形超前臂：1驱动怎与vgs_lead

42、i1111ij3020100-10255075100 t/us滞后臂30-10驱动信号20100752550100 t/us图3.7开关管零电压开通波形由以上两图可以看出在额定负载时(120欧)时，超前臂和滞后臂均实现了 zvs 开通信号到来之前，开关管两端的电压已下降至零， 故为零电压开通。关断后由于并 联电容的作用，两端电压缓慢上升，故为零电压关断。(6)滤波电感电流波形2rir1.5a(l 1 va/vvwwvwvww0.5 -0 1110.01270.01280.0129t/us图3.8滤波电感电流安徽工业大学毕业设计(论文)说明书3.3 闭环控制的仿真在实际的电源系统中，通常要求输出电压恒定。然而在开环状态下，由于负载大 小的变化，输入电压的变化，以及变换器本身元件的稳定性等诸多原因， 输出不可能 稳定，因此需要对变换器进行反馈控制。pid控制是连续控制理论中技术最成熟，应用最广泛的一种控制技术。它结构简单，参数调整方便，是在长期工程实践中总结出 来的一套方法。为了给后面的数字 pid控制奠定基