电力电子技术课件：DC AC逆变器

1、DC/AC逆变器元件换流第四章第四章 直流直流/ /交流变换器（逆变器）交流变换器（逆变器）4.1 逆变器的类型和性能指标4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理4.3 单相逆变器单脉波脉冲宽度控制4.4 正弦脉冲宽度调制技术4.5 三相逆变电路工作原理4.6 大功率逆变电路第四章第四章 直流直流/ /交流变换器交流变换器4.1 逆变器的类型和性能指标4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理4.3 单相逆变器单脉波脉冲宽度控制4.4 正弦脉冲宽度调制技术4.5 三相逆变电路工作原理4.6 大功率逆变电路n逆变器的类型n逆变器输出波形性能指标4.1 4.1 逆变器的类型和性能指标逆变器的类型和性能指

2、标n逆变器的类型n逆变器输出波形性能指标4.1 4.1 逆变器的类型和性能指标逆变器的类型和性能指标依据直流电源的特性不同可分为：依据直流电源的特性不同可分为： 电压型逆变器电压型逆变器VSIVSI 电流型逆变器电流型逆变器CSI CSI CdLdVSI VSI 特点：特点：1. 1.直流输入具有电压源特性，故逆直流输入具有电压源特性，故逆变输出也呈现电压源特性。变输出也呈现电压源特性。2.2.桥臂不可直通，输出不可短路。桥臂不可直通，输出不可短路。CSI CSI 特点：特点：1. 1.直流输入具有电流源特性，故逆直流输入具有电流源特性，故逆变输出也呈现电流源特性。变输出也呈现电流源特性。2.

3、2.桥臂可直通，输出可短路。桥臂可直通，输出可短路。CSICSI应用不广泛的原因：应用不广泛的原因：1. 1.电感储能密度小，导致装置的体积大，笨重。电感储能密度小，导致装置的体积大，笨重。2.2.多数全控器件不具备逆阻特性。多数全控器件不具备逆阻特性。按逆变器电路结构不同分为：按逆变器电路结构不同分为： 单相半桥单相半桥 单相全桥单相全桥 推挽逆变推挽逆变 三相桥式三相桥式 * * *a ab bA AB BO ODV1T2T1D2D负负载载* *推推挽挽式式单单相相逆逆变变电电路路2dV2dV1T1D3D3T5T5D4D4T6T6D2D2TaibiciabcPQ0Co2nCo1T1T2D1

4、D2ZaiaVDT3T4D3D4ZaiaVDT1D1T4D4b也称H桥其它分类方式其它分类方式按输出电压不同分为：按输出电压不同分为：1.1. 恒压恒频型（恒压恒频型（CVCF：Constant Voltage Constant Frequency ）2.2. 变压变频型（变压变频型（VVVF：Variable Voltage Variable Frequency ）3. 3. 脉冲电压（电流）型脉冲电压（电流）型按开关器件不同及换流关断方式不同分类：按开关器件不同及换流关断方式不同分类：1.1.自关断型自关断型2.2.强迫关断型强迫关断型3.3.电网换流型（有源逆变或负载反电动势换流）电网换

5、流型（有源逆变或负载反电动势换流）4.4.负载谐振换流型负载谐振换流型VSI工作模式：工作模式：元件换流：独立模式和并网模式元件换流：独立模式和并网模式电源换流：无源逆变和有源逆变电源换流：无源逆变和有源逆变n逆变器的类型n逆变器输出波形性能指标4.1 4.1 逆变器的类型和性能指标逆变器的类型和性能指标n 谐波系数 HF（Harmonic Factor）n 总谐波系数 THD （Total Harmonic Distortion）n 畸变系数 DF （Distortion Factor）n 最低次谐波 LOH （Lowest-Order Harmonic）逆变器输出波形性能指标逆变器输出波形

6、性能指标n 谐波系数 HF（Harmonic Factor）n 总谐波系数 THD （Total Harmonic Distortion）n 畸变系数 DF （Distortion Factor）n 最低次谐波 LOH （Lowest-Order Harmonic）逆变器输出波形性能指标逆变器输出波形性能指标谐波系数 HF谐波系数定义： 第n次谐波分量的有效值和基波分量的有效值之比。 定义公式： HFn = Vn / V1无效成份有效成份越小越好意义： HF表征了某一次谐波含量相对大小。 n 谐波系数 HF（Harmonic Factor）n 总谐波系数 THD （Total Harmonic

7、 Distortion）n 畸变系数 DF （Distortion Factor）n 最低次谐波 LOH （Lowest-Order Harmonic）逆变器输出波形性能指标逆变器输出波形性能指标2211nnVVTHD总谐波系数 THDTHD定义： 所有非非基波分量的有效值与基波分量有效值之比。 定义公式： 总无效成份有效成份越小越好理想正弦为零意义： THD表征了实际波形与理想基波正弦分量的差异程度。 公式变形： 111111212VVVVVVVVTHDnnn 谐波系数 HF（Harmonic Factor）n 总谐波系数 THD （Total Harmonic Distortion）n 畸

8、变系数 DF （Distortion Factor）n 最低次谐波 LOH （Lowest-Order Harmonic）逆变器输出波形性能指标逆变器输出波形性能指标畸变系数 DF畸变系数：各次谐波分量经过加权加权以后的总有效值与基波有效值之比。加权的含义：1. 滤波器对不同的频率分量衰减不同，故滤波后的各谐波分量不再是滤波前的值。应该将滤波器对谐波的衰减效应体现出来。2. 不同类型的滤波器对相同频率的谐波衰减也不同。DF的意义：评估非正弦周期波形经过滤波以后的畸变 程度。DFI：对应一阶滤波器2211nnInVVDFDF 的定义式DFII：对应一阶滤波器22211nnIInVVDF第n次谐波

9、经过滤波器后，衰减为原来的1/n2第n次谐波经过滤波器后，衰减为原来的1/nn 谐波系数 HF（Harmonic Factor）n 总谐波系数 THD （Total Harmonic Distortion）n 畸变系数 DF （Distortion Factor）n 最低次谐波 LOH （Lowest-Order Harmonic）逆变器输出波形性能指标逆变器输出波形性能指标最低次谐波 LOH最低次谐波：距离基波频率最近的谐波 关注LOH的原因： 逆变器的滤波器一般具有低通特性，对高次谐波衰减强烈。因此滤波器设计时重点考虑滤波器对最低次谐波的衰减效果。 LOH的决定因素： 1. 调制方式 2.

10、 开关频率第四章第四章 直流直流/ /交流变换器交流变换器4.1 逆变器的类型和性能指标4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理4.3 单相逆变器单脉波脉冲宽度控制4.4 正弦脉冲宽度调制技术4.5 三相逆变电路工作原理4.6 大功率逆变电路4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理n 单相半桥逆变电路n 单相全桥逆变电路n 变压器中心抽头推挽逆变电路4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理n 单相半桥逆变电路n 单相全桥逆变电路n 变压器中心抽头推挽逆变电路单相半桥逆变原理（电阻负载） 电容很大，近似认为电容电压不变。 电容相等，电压均分。 T1、T2周期性交替通、断，产生交变的Van图图4 4.

11、.2 2 单单相相半半桥桥逆逆变变电电路路及及电电压压电电流流波波形形t0ai1D2D1T2TR-L( (e e) )R R- -L L负负载载电电流流波波形形t0ai1D2D1T2TamiLfVidam081( (d d) )电电感感负负载载电电流流波波形形t0aiO ON N1T2TO ON N0T043T041T( (c c) )电电阻阻负负载载电电流流波波形形t0DV21anv( (b b) )电电压压波波形形1T2T驱动驱动20T0T230T1. T1驱动导通时，T2关断。2. T2驱动导通时，T1关断tnnVvDnan sin2,5,3,1 DDVVV45.021Co2nCo1T1

12、T2D1D2ZaiaVD单相半桥逆变原理（纯电感负载）图图4 4. .2 2 单单相相半半桥桥逆逆变变电电路路及及电电压压电电流流波波形形t0ai1D2D1T2TR-L( (e e) )R R- -L L负负载载电电流流波波形形t0ai1D2D1T2TamiLfVidam081( (d d) )电电感感负负载载电电流流波波形形t0aiO ON N1T2TO ON N0T043T041T( (c c) )电电阻阻负负载载电电流流波波形形t0DV21anv( (b b) )电电压压波波形形1T2T驱动驱动20T0T230T1. T1驱动导通时，T2关断。2. T2驱动导通时，T1关断电流为什么没有

13、直流分量？电流为什么没有直流分量？tiLdtdiLVaaD2amamamDfLiTLiTiLV882/4Co2nCo1T1T2D1D2ZaiaVD图图4 4. .2 2 单单相相半半桥桥逆逆变变电电路路及及电电压压电电流流波波形形t0ai1D2D1T2TR-L( (e e) )R R- -L L负负载载电电流流波波形形t0ai1D2D1T2TamiLfVidam081( (d d) )电电感感负负载载电电流流波波形形t0aiO ON N1T2TO ON N0T043T041T( (c c) )电电阻阻负负载载电电流流波波形形t0DV21anv( (b b) )电电压压波波形形1T2T驱动驱动2

14、0T0T230T单相半桥逆变原理（阻感负载） 5 , 3 , 11)(sinnnnmatnnZVi22)(LnRZnCo2nCo1T1T2D1D2ZaiaVD半桥式半桥式DC-DCDC-DC变换器原理及设计变换器原理及设计 推挽直流变换器开关管承受反向电压至少是电源电压的两倍，因而大多用于电源电压较低的场合。半桥变换器开关管承受的反向电压为电源电压，故可在电源电压较高的场合应用。半桥变压器是由半桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，因而也属于直流-交流-直流变换器。 下图给出了输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路，后页图给出了各点主要波形。 123456ABCD654321DCBA

15、TitleNumberR evisionSizeBDate:20-Jan-2002Sheet of File:F:李 宏 电 路 图 LIHONG2.ddbDrawn B y:Q2Q1C1C2D1D2TrLW1W21W22*lkABDDLCRffLDR1R2VOinV输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路输出为全波整流电路的半桥直流变换器主电路各点主要波形工作原理工作原理由两个相等的电容C1和C2构成一个桥臂，开关管Q1、Q2（均含有反并联二极管）构成另一个桥臂，两个桥臂的中点A、B接高频变压器，由于电容C1和C2较大，其中点B的电位保持不变，且等于Vin/2。从另一个角度看，它实际上是两

16、个正激变换器的组合，每个正激变换器输入电压为Vin/2 ，输出电压为Vo。变压器原边绕组匝数为W1，两个副边绕组匝数相等，即W21=W22=W2，图中Llk是变压器的漏感。 不考变压器虑漏感 当Q1导通时，变压器原边绕组上电压为 ，绕组感应电势“*”端为“正”极性，故DR1导通，DR2反偏截止，输出滤波电感电流iLf增长。在t=Ton时，Q1关断，由于电感电流不能断续，iLf继续按原方向流动，故副边绕组is和原边绕组中的电流ip也仍按原方向流动，D2续流，因此极性反转，DR2导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，由变压器原理可知，变压器原边电压为零，这时ip=0，这时

17、is1=is2=is/2，由于这时变压器原边绕阻W1中电流为零，因此D2续流停止。实际上当Q1关断时出现负压的时间很短，因此在图中没有画出。在死区时间Ton，Ts/2内，电感电流下降，在Ts/2时刻，Q2导通， ，变压器绕阻电势“非*”为正，ip从零反向增长到 ，二极管DR1截止， ， ，在Ts/2，Ts区间，与上类似。inABV21inABV21LfiWW1201DRiLfDRii1 电感电流连续时输出电压： Q1 、Q2承受的反向电压为输入电源电压；整流二极管承受的反向电压为 ；电感电流的平均值为负载电流Io，通过输出整流二极管的最大电流为 ， 为电感电流脉动量： 流过功率开关管的最大电流

18、： 2212221onininoySTVVWWVDWTW2SonyTTD inVWW12LfoiI21LfionfinonfinLfTLVWWTWWLVi221221sfyinoPQQfLDVWWIWWIII821212maxmaxmax21 考虑变压器漏感 在实际应用中，变压器总是存在漏感，由于漏感的存在，变换器的工作原理与不考虑漏感时有所不同。图b给出了半桥变换器考虑变压器漏感时的主要波形。 Q1关断，变压器原边电流不能断续，D2由续流，此时 ，输出整流二极管DR2导通，这时输出整流二极管DR1还在导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器原边电压箝位为零，因此 就全部加在变压器漏感上

19、，这个电压使变压器原边电流线性下降，在t1时刻ip下降到零，此时D2关断，Vab=0。Ton，t1区间的电压方波（图中用阴影表示）是变压器原边电流减小到零所必需的，一般称为复位电压,同样Q2关断时也会出现复位电压。inABVv21inABVv21inABVv21inABVv21 Q2导通， ，此时变压器原边电流从零开始反向线性上升，由于变压器漏感限制了它的上升率，在t2时刻之前，输出整流二极管DR1还没有恢复其阻断能力，两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，同时也把变压器原边电压箝位为零，因此 就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线性增加，在t2时刻输出整流二极管D

20、R1关断，变压器原边电流线性增加，箝位结束。虽然在Ton/2，t2这一区间 ，但变压器副边电压为零，也就是说，变压器副边丢失了Ton/2，t2 时段的电压方波，这部分时间与 的比值即占空比丢失 。2/sTlossDinABVv21inABVv21inABVv21221422lkLfsSlossSinL IftTWDTWV 通过上述分析，可以看出，漏感带来复位电压和占空比丢失两个问题。要求我们在设计电路时要对最大占空比进行限制，留出复位时间；占空比丢失使有效占空比减小，为了得到所要求的输出电压，必须减小变压器的原副边匝比，但匝比减小会带来两个问题，其一是原边开关电流峰值增加，通态损耗增加；其二是

21、输出整流二极管的耐压值要增加。为了减小复位电压时间和占空比丢失，应尽量减小漏感。 3）电容选取 电容器的值可以从已知的初级电流和工作频率来计算。若总输出功率为PO（包括变压器损耗），工作频率为f，占空比 ，半周期为Ts/2，则初级平均电流为 当Q1导通，初级电流流入B点，当Q2导通，则从B点取出电流，在半个周期内由电容C1、C2补充电荷损失。在半个周期内电容上的电压变化为： 在实际应用中，C1=C2=C，则上式可写为：2inOVPI平均)(21222121CCfVPCCTIVsinOS平均CfVPVsinO2 电容上直流电压变化率与输出整流电压变化率是相同的，因此输出纹波系数为： 为了满足输出

22、纹波要求，C则为： 实际应用中，一般将滤波电容和分压电容分别设置，滤波电容取几百到几千微法的电解电容，分压电容常取几个微法的无极性电容。fCVpVVRFinOin22RFfVPCinO2 4)半桥电路抗不平衡能力分析 半桥电路具有较强的抗偏磁能力，即在主电路不平衡条件下仍能维持高频变压器磁通对称。在分析这个结论之前，作下述假设： 只研究导通和截止的稳态过程而不考虑开通和关断的瞬态过程； 输入直流电压恒定； 功率开关用理想开关和串联等效电阻R1、R2表示，电阻R1、R2表示功率开关管饱和压降不同； 高频变压器用低频等效电路表示，忽略漏感和励磁电感，变压器直流等效电组用R0表示，变压器二次侧负载折

23、合到一次侧用RL表示， ； 通过上述假设，半桥式变换器原理图可等效为下图(a)。当开关Q1闭合，Q2断开时，C2充电，C1放电，充放电电流分别用和表示，如下图(b)所示。当开关Q1断开，Q2闭合时，C1充电，C2放电，充放电电流分别用和表示，如下图(c)所示。30RRRL123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:10-Mar-2002Sheet of File:F:李宏电路图LIHONG2.ddbDrawn By:C1C2ABinVR1R2R3Q1Q2C1C2ABinVR1R2R3Q1Q2C1C2ABinVR1R2R3Q1Q2i2i1i2

24、i1图5-28 半桥式变换器原理图等效电路 当Q1闭合，Q2断开时，设C1、C2的初始电压为U1(0)和U2(0) ，由回路电流法写出回路复变量电压方程： 解上式并拉氏反变换得： 高频变压器 电压为:ABusUsVscsiRRsisiin)0()()()(2223121sUscsiRRsisi)0()()()(1113121)0()0(21UUVin 21313111211)(0CCRRteRRCCCUti 21313121212)(0CCRRteRRCCCUti 213131313210)()(CCRRtABeRRRURtitiu 当Q2闭合，Q1断开时，设C1、C2的初始电压为U1(0)和

25、U2(0) ，充放电电流分别用i1和i2表示由回路电流法写出回路复变量电压方程： 解上式并拉氏反变换得： 高频变压器uAB电压为:)0()0(21UUVinsUsVscsiRRsisiin)0()()()(1113221sUscsiRRsisi)0()()()(2223221 21323211221)(0CCRRteRRCCCUti 21323221222)(0CCRRteRRCCCUti 213232323210CCRRtBAeRRRURtitiu 在稳定工作时，开关Q1、Q2交替导通，设Q1闭合，Q2断开时点电位B电位由上升到，并在Q1断开时间里保持不变；当开关Q1断开，Q2闭合时点电位由

26、下降，并在Q2断开时间里保持不变，显然初始条件有： 解得 2131100112CCRRtinonBoneUVtuU 2132200221CCRRtinonBinoneUVtuVU 2132221311213221101CCRRtCCRRtCCRRtinonononeeVU 2132221311213111102CCRRtCCRRtCCRRtinonononeeVU 分别代入高频变压器uAB电压 分别计算在开关Q1、Q2交替导通时加在变压器的伏秒积： 213121322213112132231311CCRRtCCRRtCCRRtCCRRtinABeRRReeVuononon 2132213222

27、13112131132311CCRRtCCRRtCCRRtCCRRtinBAeRRReeVuononon 21311213222131121322111131301CCRRtCCRRtCCRRtCCRRtinABtonononononeRRReeVdtuUS 21322213222131121311211132302CCRRtCCRRtCCRRtCCRRtinBAtonononononeRRReeVdtuUS4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理n 单相半桥逆变电路n 单相全桥逆变电路n 变压器中心抽头推挽逆变电路单相全桥逆变原理（电阻负载）ttt(b)负载电压(c)电阻负载电流波形(d)电感

28、负载电流波形t(e)R-L负载电流波形(f)输入电流波形1T驱动4T1T驱动4T2T驱动3TabVaiai000000T40T430T20T1T4T2T3T2D3D4D1D1T4T2T3T2T3T1T4TR负载L负载aiRL负载2tDi2D3D1D4DT1、T4一组，T2、T3一组两组器件周期性交替通、断产生交变的VabT1、T4驱动导通，T2、T3关断T2、T3驱动导通，T1、T4关断ttttVvDab7sin715sin513sin31sin4DDmVVV27. 141DDVVV9 . 0221mDnmVnVnV114T3T4D3D4ZaiaVDT1D1T4D4bidttt(b)负载电压(

29、c)电阻负载电流波形(d)电感负载电流波形t(e)R-L负载电流波形(f)输入电流波形1T驱动4T1T驱动4T2T驱动3TabVaiai000000T40T430T20T1T4T2T3T2D3D4D1D1T4T2T3T2T3T1T4TR负载L负载ai单相全桥逆变原理（电感负载）T1、T4通，T2、T3断时。T2、T3通，T1、T4断时。amamamaaDfLiTLiTiLtiLdtdiLV442/2iam=VD/4fL T3T4D3D4ZaiaVDT1D1T4D4bid单相全桥逆变原理（阻感负载）ttt(b)负载电压(c)电阻负载电流波形(d)电感负载电流波形t(e)R-L负载电流波形(f)输

30、入电流波形1T驱动4T1T驱动4T2T驱动3TabVai000000T40T430T20T1T4T2T3T2D3D4D1D1T4T2T3T2T3T1T4TR负载L负载aiRL负载2tDi2D3D1D4Dttt(b)负载电压(c)电阻负载电流波形(d)电感负载电流波形t(e)R-L负载电流波形(f)输入电流波形1T驱动4T1T驱动4T2T驱动3TabVaiai000000T40T430T20T1T4T2T3T2D3D4D1D1T4T2T3T2T3T1T4TaiRL负载2tDi2D3D1D4D5 , 3 , 11)(sinnnnmatnnZVi)sin(141221tLRViDaT3T4D3D4Z

31、aiaVDT1D1T4D4bid4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理n 单相半桥逆变电路n 单相全桥逆变电路n 变压器中心抽头推挽逆变电路单相全桥逆变原理（阻感负载）* * *a ab bA AB BO ODV1T2T1D2D负载负载* *推挽式单相逆变电路推挽式单相逆变电路推挽逆变电路1. 仅二个开关T1、T2轮流导电180度2. 开关管断态电压高一倍 2VD3. 要输出变压器4. 适用于低压小功率、须隔离的应用2 ViViViIs2IsIsViVi/2Vi2PP2P大中大差好差第四章第四章 直流直流/ /交流变换器交流变换器4.1 逆变器的类型和性能指标4.2 电压型单相方波逆变电路工作

32、原理4.3 单相逆变器单脉波脉冲宽度控制4.4 正弦脉冲宽度调制技术4.5 三相逆变电路工作原理4.6 大功率逆变电路通过输入直流调压：可可控控整整流流方方案案 可可控控直直流流电电源源逆逆变变器器负负载载+-交交流流电电源源直直流流环环节节滤滤波波器器斩斩波波调调压压方方案案DC/DC斩斩波波器器逆逆变变器器负负载载二二极极管管整整流流器器滤滤波波器器以上两种调压方式均需要可控的直流输入以上两种调压方式均需要可控的直流输入逆变器本身调压：ABCDRLS1S2S3S4C基基本本逆逆变变电电路路0v1vDVX-Axis1vDovE0 t tX-Axis1vov0 t CTonTonT (b) 方

33、方波波(c) 宽宽度度 方方波波t T/2TPWM输输出出电电压压波波形形0ov2Ttov2T 2tovo180o180 DVDV180不可调压单脉冲调制调压多脉冲调制调压单脉冲调压方式Nt0.5VD-0.5VDVan T T1 1、T T2 2桥臂输出电压波形桥臂输出电压波形T3、T4桥臂输出电压波形桥臂输出电压波形tVbn0.5VD-0.5VDT1、T2桥臂按180方式开关T3、T4桥臂按180方式开关两桥臂驱动信号错开角Vab=Van-Vbn 全桥电路输出电压全桥电路输出电压Vab的波形的波形tVabVD-VD输出电压大小： ttttVtvDab7sin27sin715sin25sin5

34、13sin23sin31sin2sin4改变移相角改变移相角，也就调节了输出电压电压。故也称移相调压，也就调节了输出电压电压。故也称移相调压nT3T4D3D4ZaiaVD/2T1D1T2D4bidVD/2单脉冲调压的电压调节特性2sin41DmVV基波幅值：基波幅值：谐波幅值：谐波幅值：nVnnVVmDnm12sin41.输出电压大小平滑可调2.输出基波频率可调3.低次谐波幅值大，滤除困难。第四章第四章 直流直流/ /交流变换器交流变换器4.1 逆变器的类型和性能指标4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理4.3 单相逆变器单脉波脉冲宽度控制4.4 正弦脉冲宽度调制技术4.5 三相逆变电路工作原

35、理4.6 大功率逆变电路4.4 正弦脉冲宽度调制技术n SPWM基本原理n 双极性SPWM调制n 单极性SPWM调制n 规则采样SPWMn SPWM的谐波特性4.4 正弦脉冲宽度调制技术n SPWM基本原理n 双极性SPWM调制n 单极性SPWM调制n 规则采样SPWMn SPWM的谐波特性n 指定谐波消除调制冲量等效原理iitVm sin1 t期期 间间 tdV 大小、波形不相同的大小、波形不相同的窄窄脉冲变量作用于惯性系统时，只要它们的冲量（面脉冲变量作用于惯性系统时，只要它们的冲量（面积），即变量对时间的积分相等，其作用效果相同。换而言之，无论冲量积），即变量对时间的积分相等，其作用效果

36、相同。换而言之，无论冲量的表现形式如何，只要是冲量等效的脉冲作用在惯性系统上，惯性系统的的表现形式如何，只要是冲量等效的脉冲作用在惯性系统上，惯性系统的输出或响应是基本相同的。输出或响应是基本相同的。 正弦形 电压iitVm sin1 t期期 间间 tdV 正弦电流正弦等效窄窄脉冲 序列正弦电流基于冲量等效原理的直接SPWMtVtvm sin)(1 0t2123789210)(tvab)(tv1031245109876105107109120(a)(b)SPWM等等效效电电压压(a)正正弦弦电电压压312345tVtvm sin)(1 0t45123789210tdVdV)(tvab(b)(t

37、v1031245109876105107109120(a)(b)SPWM等等效效电电压压(a)正正弦弦电电压压312345 SSSmSSmKTTKmKTTKabKDTKTTVKTTKVdttVdttvTVSSSS21sin21sin2cos1cos)sin()(11)1(1)1(KsSDmSKSKKTTVVTTDsin)21sin(21KDK 按正弦规律变化，故脉冲面积按正弦规律变化M：调制比DSsmVTTMV)21sin(21输出电压基波与M成正比：4.4 正弦脉冲宽度调制技术n SPWM基本原理n 双极性SPWM调制n 单极性SPWM调制n 规则采样SPWMn SPWM的谐波特性n 指定谐

38、波消除调制双极性SPWM脉冲生成T3T4D3D4ZaiaVDT1D1T4D4bid双极性SPWM的脉冲面积T3T4D3D4ZaiaVDT1D1T4D4bidcmrcmrcmCKVvVvVEHBFAEABTTD1212DDCKCDKCDKabVDVTTTVTTVTV121/2/rcmDabvVVVtVVVVVtVVVtvtvrDcmrmDcmrrmDcmrabsinsin)()(1双极性SPWM的特性tVtVMtVVVtvrmrDrDcmrmabsinsinsin)(11基波特性：基波特性：基波大小与调制比M成正比谐波波特性：谐波波特性：1. 消除了低次谐波，3,5,7.等次谐波没有了。2. L

39、OH在开关频率附近，载波比N越大，LOH越高，有利于滤波。3. 谐波幅值可以与基波相比较甚至更大。（THD会如何？会如何？）如果如果M大于大于1会怎样？会怎样？SPWM的优点00.5-1011.520.4THD=65.5%V1m=0.748VD单脉冲宽度调制滤波前波形10-100.51.52THD=160%V1m=0.748VDN = 50双极性SPWM滤波前波形32mH50f由于由于SPWM的谐波频率高，滤波器对其有强烈的衰减作用的谐波频率高，滤波器对其有强烈的衰减作用 单脉冲宽度调制滤波后波形0.520-101THD=52.4%V1m=0.74VD1.5THD =4.83%V1m=0.74

40、VD0.8-0.8000.52双极性SPWM滤波后波形1.54.4 正弦脉冲宽度调制技术n SPWM基本原理n 双极性SPWM调制n 单极性SPWM调制n 规则采样SPWMn SPWM的谐波特性n 指定谐波消除调制单极性PWM控制方式：在u r和uc的交点时刻控制IGBT的通断u r 正半周，V1保持通，V2保持断当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud 当uruc时使V4断，V3通，uo=0ur负半周，V1保持断，V2保持通 当uruc时使V3断，V4通，uo=0 虚线uof表示uo的基波分量单极性倍频SPWM脉冲生成nT3T4D3D4ZaiaVD/2T1D1T2D2bidVD/2T2T4

41、T1T4 T1T3 T1T4 T2T4 单极性SPWM脉冲面积nT3T4D3D4ZaiaVD/2T1D1T4D4bidVD/2cmkrmcmrckckkVVVvEAFBECFCTTTTDsin4/2/2/kcmrmDckDabVVVTTVVsin2/tVMVrDabsin1单极性倍频SPWM特点 dnnVVV22 M2132)( nV1V1513VV 1711VV 3125VV 2927VV cmrmVVM 时时基基波波和和谐谐波波值值6,14 PN0 00 0. .2 20 0. .4 40 0. .6 60 0. .8 81 1. .0 00 0. .2 20 0. .4 40 0. .6

42、 60 0. .8 8N=7时，基波与谐波相对值基波特性：基波特性：基波大小与调制比M成正比谐波波特性：谐波波特性：1. 消除了低次谐波，3,5,7.等次谐波没有了。2. 谐波幅值仍然可以与基波相比较甚至更大。3. LOH在两倍两倍开关频率附近，比双极性SPWM优越。tVMVrDabsin1 最低次谐波频率提高一倍，相当于单极性调制两倍开关频率的效最低次谐波频率提高一倍，相当于单极性调制两倍开关频率的效果，所以也称单极倍频果，所以也称单极倍频SPWM。4.4 正弦脉冲宽度调制技术n SPWM基本原理n 双极性SPWM调制n 单极性SPWM调制n 规则采样SPWMn SPWM的谐波特性n 指定谐

43、波消除调制规则采样SPWMcmrsbcmrsavtvTTvtvTT)(14)(1421 ， ， 不对称规则采样：对称规则采样：cmorrsbavtvTTT)(142 1差异：差异：1.不对称规则采样的脉宽计算量、不对称规则采样的脉宽计算量、采样频率是对称规则采样的采样频率是对称规则采样的2倍倍2.不对称调制的采样频率是开关频不对称调制的采样频率是开关频率的率的2倍。倍。3.不对称规则采样的谐波比对称规不对称规则采样的谐波比对称规则采样则采样小小。与自然采样的区别？4.4 正弦脉冲宽度调制技术n SPWM基本原理n 双极性SPWM调制n 单极性SPWM调制n 规则采样SPWMn SPWM的谐波特

44、性n 指定谐波消除调制自然采样，双极性SPWM谐波特性边带谐波载波倍频谐波基波分量 )()(cos2)(sin)2(14 )(cos2sin)2(14 )cos()(1)0(01rrccmnnnDccmDrrDabtntmnmMmJmVtmmMmJmVtMVtvn 基波的频率频率、相位相位均与调制波或参考波相同，基波幅值为MVD。n 输出波形不含载波偶次倍频谐波。n 谐波间隔为两倍基波频率，奇次载频两侧为偶次边带谐波，偶次载频两侧为奇次边带谐波。(无m+n为偶次的分量)0250.50.751.0双极性SPWM频谱图M=0.75N=15自然采样，单极性倍频SPWM谐波特

45、性tntmnmMmJmVtMVtvrcmnnDrDab) 12(2cos) 1(cos)(214 cos)(112 n 基波的频率、相位均与调制波或参考波相同，基波幅值为MVD。n输出电压中不含载波频率奇次倍频及其边带谐波。n同样不含载波偶次倍频谐波，其两侧含奇次边带谐波簇。10203040506070051.0M=0.75N=15规则采样SPWM谐波特性：n 会产生基波边带谐波，但很小，可忽略。n 对称规则采样载波倍频两侧既有奇次边带谐波也有偶次边带谐波。不对称采样奇次载频两侧不含偶次边带谐波，偶次载频两侧不含奇次边带谐波。n 对称规则采样单极倍频SPWM不能完全消除奇次

46、倍频及其边带谐波。异步调制和次谐波：n 同步调制：载波比是整数？载波和调制波同步。n 异步调制：载波比不是整数？载波和调制波不同步。n 次谐波：异步调制时谐波频率不再是基波的整数倍，称为次谐波。n 低载波比时，对次谐波的考虑。4.4 正弦脉冲宽度调制技术n SPWM基本原理n 双极性SPWM调制n 单极性SPWM调制n 规则采样SPWMn SPWM的谐波特性n 指定谐波消除调制SHE（Selected Harmonic Elimination）脉宽调制 017cos7cos7cos24015cos5cos5cos241coscoscos24321732153211DmDmDDmVVVVVMVV

47、采用SHE的原因：载波比小，谐波频率太低 求各次傅里叶级数： 第四章第四章 直流直流/ /交流变换器交流变换器4.1 逆变器的类型和性能指标4.2 电压型单相方波逆变电路工作原理4.3 单相逆变器单脉波脉冲宽度控制4.4 正弦脉冲宽度调制技术4.5 三相逆变电路工作原理4.6 大功率逆变电路4.5 三相逆变电路工作原理n 电压型三相逆变工作原理n 电流型三相逆变工作原理n 三相逆变器SPWM调制n 谐波注入SPWMn 空间矢量调制4.5 三相逆变电路工作原理n 电压型三相逆变工作原理n 电流型三相逆变工作原理n 三相逆变器SPWM调制n 谐波注入SPWMn 空间矢量调制三相逆变器构成2dV2d

48、VABCFED1T1D3D3T5T5D2D2T6T6D4D4T5D5T 3T 3D1D1T 4T 4D6T 6D2D2T （b）电路图单相逆变器合成三相单相逆变器合成三相电路实现电路实现1.三个单相逆变器组合；三个单相逆变器组合；2.每个逆变器基波互差每个逆变器基波互差120；3.输出用三相变压器耦合输出用三相变压器耦合形成三相电压。形成三相电压。A相相：T1、T4、T1、T4B相相：T3、T6、T3、T6 C相相：T5、T2、T5、T2每相一个每相一个H桥，适合大功率应用桥，适合大功率应用三相桥式逆变器2dV2dV1T1D3D3T5T5D4D4T6T6D2D2TaibiciabcPQ0（a）

49、电路三个单相半桥逆变器构成：三个单相半桥逆变器构成：1.每个半桥均每个半桥均180导电方式，导电方式，所以所以Vao、Vbo、Vco是是180方波方波2.半桥基波之间互差半桥基波之间互差120导电顺序：导电顺序：123234 345 456 561 612 123Vab、Vbc、Vca：120方波方波负载电压分析2dV2dV1T1D3D3T5T5D4D4T6T6D2D2TaibiciabcPQ0aibiciabibcicaia ab bc cca aaibiciabibcicai三角形负载三角形负载abcaVaincibiccaV.abV.bcV.anV.abbnV.cnV.n1.51.531

50、caV. 星形负载星形负载)(31)(31.bccacnabbcbnVVVVVVcaabcnbnanancaancnabbnanVVVVVVVVVVVV.)(300cnbnancnbnanVVVZVZVZV)(31.caabanVVV负载电压波形tttttVtvDAB13sin13111sin1117sin715sin51sin32)(tttttVtvDAN13sin13111sin1117sin715sin51sin2)(对O点的各相输出电压为180交流方波，幅度VD/2线电压为120交流方波，幅度VD对N点的各相电压为 ， 组成的交流台阶波此为三相半桥的最大电压输出线电压基波有效值最大0.

51、78VD，幅值最大1.1VD相电压基波有效值最大0.45VD，幅值最大0.636VD23DV13DV4.5 三相逆变电路工作原理n 电压型三相逆变工作原理n 电流型三相逆变工作原理n 三相逆变器SPWM调制n 谐波注入SPWMn 空间矢量调制三相电流型逆变器（星形负载）(a) 电电路路:星星型型负负载载R RU Ud dL LdiT T1 1T T3 3T T5 5T T2 2T T6 6T T4 4a ab bc cR RR Rn naibici2222222222T T1 1ttttttttttV Vg g1 1T T2 2T T3 3T T4 4T T5 5T T6 6T T6 6V V

52、g g2 2V Vg g3 3V Vg g4 4V Vg g5 5V Vg g6 6000000aibici0000abidIT T1 1T T2 2T T3 3T T4 4T T5 50120( (b b) ) 波波形形（ 导导电电类类型型）L很大很大，id恒定恒定120120度导电模式，仅两个开关同时度导电模式，仅两个开关同时导电导电1223 1223 34 34 45 45 56 56 61 61 1212三相电流型逆变器（三角形负载）2222tttaibici0000abidI0120(b) 波波形形（ 导导电电类类型型）c ca ab bbiabiaicicaibci三角形负载三角形

53、负载babccaabbabbcacaab)(3iiiiiiiiiiiiab0)(0)(bccaabbccaabiiiZiZiZi)(31baabiii22ttttaibici0000abidI01204.5 三相逆变电路工作原理n 电压型三相逆变工作原理n 电流型三相逆变工作原理n 三相逆变器SPWM调制n 谐波注入SPWMn 空间矢量调制三相SPWM原理2dV2dV1T1D3D3T5T5D4D4T6T6D2D2TaibiciabcPQ0( (c c) )电电压压波波形形图图tttt00000Cv0Bv0AvcrvbrvarvcvDDAom_DVVVVVMVVVV866. 023212121D

54、maxDcmrmAom线电压最大值1.三相调制波正弦对称。三相调制波正弦对称。2.三相共用载波。三相共用载波。3.改变调制比改变调制比M，可改变，可改变输出电压。输出电压。4.改变载波比改变载波比N可改变可改变LOH。+-1-1+ +- -+-1-1+ +- -V Vg1 Tg1 T1 1V Vg4 Tg4 T4 4V Vg6 Tg6 T6 6V Vg3 g3 T T3 3cV+-1-1+ +- -V Vg2 Tg2 T2 2V Vg5 Tg5 T5 5参参考考波波形形成成VRVR+ +rfcf oVoVrmV)(tVar)(tVbr)(tVcr(b) 驱动信号(b) 驱动信号- -对O点的各

55、相输出电压为双极性SPWM调制波，幅度VD/2线电压为单极性倍频SPWM调制波，幅度VD对N点的各相电压为 ， 和0组成的交流台阶波线电压基波有效值最大0.612VD，幅值最大0.866VD相电压基波有效值最大0.35355VD，幅值最大0.5VD线电压载波及其奇次倍频两侧仅含偶次边带谐波，偶次倍频两侧仅含奇次边带谐波；线电压不含载波及其倍频谐波；边带谐波不含3的倍数次（不须载波比为3的整数倍）；尽管不含载波的奇次倍频，但其两边的边带谐波仍在，所以最低次谐波在载波频率附近而不是两倍载频附近，N较大时，主要谐波为N-2次23DV13DV4.5 三相逆变电路工作原理n 电压型三相逆变工作原理n 电流型三相逆变工作原理n 三相逆变器SPWM调制n 谐波注入SPWMn 空间矢量调制HISPWM（Harmonic Injection SPWM）0 /2-1.001.03/22vr3vrvi3vc注入谐波的基本思想桥臂之间基波电压峰值：H 桥 180调制：1.27VD三相180调制：1.1VDH 桥SPWM： VD三相SPWM ：0.866VDttttttMvvvvvvvvvrrrrrrrrrrCrBrACrBrAr3sin3sin3sin61)120sin()120sin(sin333333VAO1Vi3VAhAVBO1Vi3VBhBV