不同抗多径技术的原理与比较

1、可复制、编制.期待你的好评与关注!不同抗多径技术的原理和比较目录一. 无线通信中的多径传播现象及英对传输性能的影响 .21.1无线通信中的多径传播.21.2无线通信中的多径效应对通信系统影响.21.3目前抗多径效应的技术及研究现状.3二. 单载波频域均衡 .42.1单载波频域均衡(SC-FDE)系统模型.42.2单载波频域均衡(SC-FDE)技术原理.52.2.1信号模型 .52.5单载波频域均衡matlab仿真结果输岀 .9三. 单载波传输直接序列扩频 .93.1直接序列扩频(DSSS)的概念 .103.2直接序列扩频的基本原理与理论依据.103.3直接序列扩频系统模型.113.4直接序列扩

2、频系统的matlab仿真 .113.4.1直接扩频matlab仿真组成框图.113.4.2直接序列扩频系统的matlab仿真结果输出.13三、多载波传输 OFDM 技术 .143.1OFDM 原理 .143.2OFDM系统模型 .153.3 OFDM的系统建模与matlab仿真.163.3.1参数设置 .163.3.2仿真结果输岀 .17四. 三种抗多径技术的仿真结果比较.204.2单载波频域均衡与OFDM比较.20五. .参考文献 .24可复制、编制.期待你的好评与关注!不同抗多径技术的原理和比较棊晓伟13120114研1302班一. 无线通信屮的多径传播现彖及其对传输性能的影响1.1无线通

3、信中的多径传播多径效应（multipath effect）：无线传输信道中的多径传输现象所引起的 干涉延时效应。在实际的无线电波传播信道中（包括所有波段），常有许多时延 不同的传输路径。各条传播路径会随时间变化，参与干涉的各分量场之间的相互 关系也就随时间而变化，山此引起合成波场的随机变化，从而形成总的接收场的 衰落。因此，多径效应是衰落的重要成因。多径效应对于数字通信、雷达最佳检 测等都有着十分严重的影响。1. 2无线通信中的多径效应对通信系统影响多径效应移动体（如汽车）往来于建筑群与障碍物之间，其接收信号的强度, 将由各直射波和反射波叠加合成。多径效应会引起信号衰落。各条路径的电长度 会随

4、时间而变化，故到达接收点的各分量场之间的相位关系也是随时间而变化 的。这些分量场的随机干涉，形成总的接收场的衰落。各分量之间的相位关系对 不同的频率是不同的。因此，它们的干涉效果也因频率而异，这种特性称为频率 选择性。在宽带信号传输中，频率选择性可能表现明显，形成交调。与此相应， 山于不同路径有不同时延，同一时刻发出的信号因分别沿着不同路径而在接收点 前后散开，而窄脉冲信号则前后重叠。多径会导致信号的衰落和相移。1、瑞利衰落就是一种冲激响应幅度服从瑞利分布的多径信道的统计学模型。 如果各条路径传输时延差别不大，而传输波形的频谱较窄（数字信号传输速率较 低），则信道对信号传输频带内各频率分量强度

5、和相位的影响基本相同。此时， 接收点的合成信号只有强度的随机变化，而波形失真很小。这种衰落称为一致性 衰落，或称平坦型衰落。如果发送端发射一个余弦波Acosw,接收端接收到的一 致性衰落信号是一个具有随机振幅和随机相位的调幅调相波，从频域来看，山单 一频率变成了一个窄带频谱，这叫频率弥散。可见衰落信号实际上成为一个窄带 随机过程，它的包络的一维统讣特性服从瑞利分布，所以通常乂称为瑞利衰落。2、频率选择性衰落如果各条路径传输时延差别较大，传输波形的频谱 较宽（或数字信号传输速率较高），则信道对传输信号中不同频率分量强度和相 位的影响各不相同。此时，接收点合成信号不仅强度不稳定而且产生波形失真，

6、可复制、编制.期待你的好评与关注!数字信号在时间上有所展宽，这就可能千万前后码元的波形重叠，出现码间（符 号间）干扰。可复制、编制.期待你的好评与关注!这种衰落称为频率选择性衰落，有时也简称选择性衰落。1.3目前抗多径效应的技术及研究现状信道均衡、正交频分复用(OFDM)和Rdke接收机都能用于对抗由多径产生 的干扰。信道均衡技术是补偿或消除ISI的有效方法。最大似然序列估计(MLSE, maximum likelihood sequence estimation)可以完全利用信号的多径分量， 被认为是一种最佳检测器，但是其计算复杂度以LM数量级呈指数增长，其中M 为信号的调制星座点数，L为信

7、道冲激响应(CIR, channel impulse response) 的长度，很难应用于实际系统，因此出现了很多简化的算法以及次优均衡器，比 如单载波时频域均衡、判决反馈均衡(DFE, decision feedback equalization)、 自适应均衡、盲均衡以及与编码相结合的复合式均衡器。均衡器可以消除ISI, 避免了匹配滤波器(MF，match filter)在多径衰落信道下的误码率一平台II 效应。但是，一般的次优均衡器均无法有效获得多径分集增益，不能积极地利用 多径传输的信号能量来改善系统的性能。RAKE接收技术是一种积极利用多径效 应的技术，当多径传输信号分量的可分性较

8、好、非直达多径信号能量占的比重较 大时，它可利用多径分集传输效应使系统性能得到显著改善，已广泛地应用于扩 频通信系统中【1】。正交频分复用(OFDM, orthogonal frequency domain multiplexing)和 单载波频域均衡(SC-FDE, single carrier frequency domain equalization) 2是在多径信道中实现高速信息传输的两种非常重要的关键技术，二者在高 速数据传输条件下都可以达到良好的抗信道衰落性能，显著改善系统性能，已在 许多场合中得到成功应用。特别是OFDM技术，甚至被认为是在下一代宽带无线 通信系统中一种不可替代的

9、关键技术，还将在非常广泛的场合发挥重要作用。当 然，实际上是否真的不可替代，还是值得研究的，至少它还是存在某些不足，需 要根据具体应用条件进行改进的。多输入多输出(MIMO, multi-input multi-output)技术能有效利用多径 衰落效应大幅度提高频带效率。MIM0系统基于多个发射天线和多个接收天线进 行传输，再结合OFDM技术和空时编码或空频编码技术，有可能获得空间分集、 时间分集、空分复用和频分复用等效益，与传统的单天线系统相比信道容量成倍 增加，可使宽带无线系统的频带效率提高到40bps/Hz,甚至80bps/Hzo 3宽带无线通信可实现通信网络的“无缝”连接.然而在宽带

10、无线通信系统 中.由多径传输引起的频率选择性衰落会严重影响通信的可靠性。在2003年4 月提出的IEEE 802. 16a标准中，规定了正交频分复用(OFDM)系统和单载波频域 均衡(SC-FDE)系统两种克服多径衰落的传输模式。基于FFMFFT实现的正交频分复 可复制、编制.期待你的好评与关注!用(OFDM)技术是一种特殊的多载波调制方式，它可以有效地克服载波干扰和码间 于扰。但是OFDM技术对定时误差、载频同步比较敬感，而且峰均比(PAPR, Peak to Average Power Ratio)较大。而基于OFDM系统信号处理方式的单载波频域均 衡(SCFDE)系统方案有效得结合了 O

11、FDM和单载波传输的优点。与OFDM系统相 比.克服了峰均比和对相位曝声的敬感性；与单载波系统相比，对抗多径的能力 得到了增强.而均衡器复杂度则大大降低了。二、单载波频域均衡2.1单载波频域均衡(SC-FDE)系统模型图2. 1 (a)给出了 SC-FDE系统的结构图。其中相当于将OFDM系统中发送 端IFFT处理模块移至接收端。图2-1 (a)单载波频域均衡(SC-FDE)系统框图在发射端，信源产生的比特流G)经过调制得到符号序列H)后，首先经过分块操作成长度为N的数据块x0(n)9x(n),x2(n).yxN(n),其中xk(n) = x(Nn + k).O k N(1) 将每个快的最后个

12、符号拷贝到块首作为循环前缀，得到长度为Nb=N 的 数据块，构成发射符号序列s(n),通过多径衰落信道加“)和噪声方差/的AWGN 信道V(7?)到达接收端。在接收端，接收到的信号心)分成长度为的数据块*)(),的)，汕(“), 其中从(n) = r(N界+ Q0 kNh-o然后对每个酷爱进行删除循环前缀的操作， 得到y(n)。使用点FFT将信号变换到频域中，得到频域序列r(/0 o在频域经过均 可复制、编制.期待你的好评与关注!衡处理后的序列X(/),再通过W点IFFT操作变换回时域序列,在时域进 行判决，得到重建的数据符号J(H) o2. 2单载波频域均衡(SCFDE)技术原理2. 2.

13、1信号模型设笫i个数据矢量为：X (0 = x0(n),x(n),x2(n)，,炯何=x(iNx(iN +1) x(iN + N-1)7(2)添加CP后，得到M,xl维矢量s(i) = TCPX (/) = x(iN + N_N) x(iN + N -1), x(iN),* (iN + N- l)f(3)T上式中NhxN维矩阵表示添加循环前缀操作，其中T = |0令 r(i) = r(iNb),r(iNb +1),.,r(iNb +N-l)f 表示第 j 个接收数据块矢量，v = v(0),v(l),.,v(7V/,-l)f表示噪声矢量，则经过信道后有r(i)=H()s(/)+H1S(M)+v

14、其中：可复制、编制.期待你的好评与关注!5(0)0加0).0 0 00 0 h(L l)/?(0)是NhxNb维的下三角矩阵。00(厶一1)A(0)0 /1(0). 力(厶_1) *.00 0是NhxNh维的上三角矩阵。He（人1）表(5)(6)示山前一个数据块多径延迟的效果叠加到出前块而产生的块间干扰（IBI）o 令Nxl维矢量y表示删除CP后的第j格数据块，即y(i) = R“r(j) = RrpH0Tc?x(z) + RcpHJ：cpx(i-l) + v上式中NxNh维矩阵Rcp = |0jVx/v IjV|表示删除CP操作,v=Rcpv o当NgNL时，有RCPH,=0,也就是消除了

15、IBI,这样上式可以改写为defy（z）= Hx（0 + v ;其中H = RCTH0TCP是NXN为循环矩阵，具有如下的形式:可知，当发射端采用分块传输和添加CP的操作时，多经信道的线性卷及效果等 于圆周卷积，这样在接收端删除CP后，信道传输矩阵成为循环矩阵。根据矩阵理论知识，循环矩阵可以被Fourier变换矩阵对角化，即H=F,AF5(0)0加0） 0/?(1) /7(厶 _1) 力(厶_1)0/7（厶一1） 00 0/z(L-l)/7(0).H =2可复制、编制.期待你的好评与关注!其中F为FFT变换矩阵，其第曲)个元素为心)喘严化F为IFFT变换矩阵，其第伙/)个元素为F(kji) =

16、 -=ejlhxfNH 00 HJV-1,为对角阵，其中弘=工/心不如啟是信道冲激响应/-0矢量h的N点FFT的第系数。删除CF后的数据块进行点FFT操作及相当于(6)式两端左乘F,有(/) = Fy(O(7)其中 Y(r) = Y(iNY(iN +1),.,Y(iN + 2V-l)f 为 FFT 模块输出的第i 个Nxl 维矢量，将(4) ,(5)式代入(6)式有，Y(z) = FHx(z) + Fv = AFx(z) + Fv(8)def令 X(/) = Fx(i)lX(iN)、X(iN +1),X(rN + N -1)7(9)为笫i个数据符号矢量经过N点FFT变换后得到的Nxl维频域矢量

17、。(10)为噪声矢量的点FFT变换后得到的Nxl维频域矢量，(8)式可以改写为Yk(n) = HkXk(n) + Vk,OkN-(11)(11)式可以用图2. 2. 1 (a)描述如下。可复制、编制.期待你的好评与关注!可复制、编制.期待你的好评与关注!图2. 2. 1 (a) SC-FDE接收端频域并行处理模型可以看到，多径频率选择性衰落信道转化为频域的N个并行子信道，每个子 信道仅由包括一个乘性抽头系数Hk和一个加性白噪声匕。可以使用简单的N阶 频域线性均衡器来实现均衡操作，包括迫零均衡器和MMSE均衡器，这些将在下 一小节中详细描述。除了简单的线性均衡外，也可以采用更复杂的判决反馈均衡

18、来实现频域均衡。可以采用简单的前向线性均衡器对经过FFT变换和删除CP后的频域接收矢 量进行均衡，可以用下式表示：X(n) = W(n)Y(n 0nN-(12)其中W=W(O),W(1)，,W(N-1)为均衡器系数矢量。迫零均衡器：WZF(l) =丄,/ = 0,1，,N-1(13)MMSE均衡器：设噪声方差为 E(vn2) = cr2i 令 e(n) = x(n)-x(n),有可复制、编制.期待你的好评与关注!其中(/)=C-4-、_)(Dprn 一-dluvo o5 5o.o.10002000300040005000600070008000Time (samples)5 5 o o(S-0

19、A) 2pm一-dEVo o5 5o.o.可复制、编制.期待你的好评与关注!可复制、编制.期待你的好评与关注!输出待调制的二进制比特流此时经计算误码率 b i t_error_count =11 ber 二0 0018可复制、编制.期待你的好评与关注!10OFDM仿真Chanriel Coefficients 1 0 0 0 1 0 0 0.2 1 - -O O1 1a 一 etrotzUJ一S-2-2.O.O-3-3o oSingle CarrierOFDM N = 4OFDM N= 16OFDM N 二 64可复制、编制.期待你的好评与关注!104l -1-1-1-1-1-1-1 -051

20、0152025303540SNR(dB)3-3-2 (a)不同H值对应的比特率与单载波的比较从上图中可以看出不同M值对误码率的影响是不同的，与单载波相比较在信噪比较小的 情况下不同M值对误码率的影像不明显，但在较大信噪比情况下M值较大误码率越低，且任 何一种OFDM仿真的误码率皆低于单载波调制。可复制、编制.期待你的好评与关注!a(ucr2UJ一S10四三种抗多径技术的仿真结果比较图4-1三种抗多径技术在同一信道下的结果比较在同一多径信道下采用16QAM调制方式时三种抗多径技术误码率随信噪比的影响,4. 2单载波频域均衡与OFDM比枚单载波频域均衡与OFDM的共同之处在于：1） 都是基于分块传

21、输的技术，都采用循环前缀来消除IBI；2） 都釆用FFT/IFFT运算；第一点使得在每个数据块的处理时间内，数据矢量具有周期性，这样信号矢 量与信道矢量的线性卷积等同于圆周卷积，也就是信道传输矩阵呈现循环特性。第二点保证了信号处理复杂度的降低，同时山于频域信道矩阵呈现简单的对 角特性，OFDM的信道均衡和单载波频域线性均衡系统的均衡处理都是基于数据 块的简单乘法，不需要复朵的非对角阵求逆操作，因此二者在复杂度上大大优于 传统的单载波时域均衡系统。在16QAM调制方式下的三种方法比较 Channel Coefficients 1 0 0 0 1 0 0 0.2 1 100510152026303

22、540SNR(dB)O O1 1-2-2.O.O-3-3o o1 1可复制、编制.期待你的好评与关注!OFDM系统与单载波频域线性均衡系统的主要差别在于IFFT模块的位置和作 用：在OFDM系统中IFFT模块位于发射端，作用是将数据复用到并行的子载波 上。而在单载波频域均衡系统中，IFFT模块位于接收端，作用是将经过均衡的 信号变换回时域。对于相同的FFT长度，二者的信号处理复杂度相同。7在抗频率选择性衰落的机理上，OFDM是发端并行传输，收端并行处理，降 低符号速率降低从而减小了相对时延扩展，适合于多径时延扩展很严重的频率选 择性衰落信道；单载波频域均衡系统是发端串行传输，收端并行处理，发射

23、的符 号速率并没有降低，没有改变相对时延扩展，适合于多径时延扩展不是很严重的 信道。单载波频域均衡系统通过增加均衡器阶数来补偿山于频率选择性衰落造成 的ISI,但是这种均衡器的复杂度并不像传统的时域均衡器那样随着时延扩展的 增加而线性上升，III于巧妙利用了信道矩阵在频域呈现的对角特性以及FFT的快 速算法，频域线性均衡器的复杂度随着时延扩展的增加仅仅以对数律增加。单载波频域均衡与OFDM的峰均比对比与OFDM系统相比，单载波频域均衡系统III于不存在多个载波，因此大大优 于多个独立子载波叠加的OFDM系统。表1给出了相应的峰均比结果对比，其中川=64,叫=16。表1峰均比对比结果调制方式An

24、axPAR1 C 八 OFDMPARscPAR.FMJ PARscPSK1118.06dB0.97dB17.09dB16QAM3迈120.61dB3.52dB17.09dB64QAM7血4221.74UB4.65dB17.09dB可以看到，即使在PSK调制方式下，OFDM系统的峰均比仍然达到18dB,而 单载波系统仅仅在ldB左右;在16QAM调制方式下,OFDM的峰均比更是超过20dB, 而单载波系统仅仅在3. 5dB左右。单载波频域均衡系统的峰均比相比OFDM系统 有极大的改善。可复制、编制.期待你的好评与关注!)= -101g(=101gE； + 101g(l + %?)(17)(18)

25、1. 2. 4单载波频域均衡与OFDM对载波频偏和相位噪声的敬感度对比单载波频域均衡系统对于相位噪声和载波频偏的敬感度也低于OFDM系统。这是由于在OFDM系统中，相位噪声和载波频偏的影响有两个效果：第一，破坏 了各个子载波之间的正交性，从而产生子载波间干扰ICI,第二，作为乘性干扰 降低了信号的幅度。而在单载波系统中，相位噪声和载波频偏只是作为一种乘性 噪声存在，并不产生符号间干扰。比较二者对相位噪声、载波频偏的敬感度。 在存在载波频偏和相位噪声的情况下，信噪比定义为：2SNR =（16）其中，是山于载波频偏和相位噪声引入的干扰项。山于载波频偏引起的信噪比的损失量定义为:其中，上式中第一项表

26、示载波频偏和相位噪声相当于一种乘性噪声导致信号幅度 的降低，第二项表示山于额外的噪声项和ICI的综合效果。对于OFDM系统合单载波系统，山于载波频偏引起的信噪比损失分别为:QOH)M _1加Vzy Egcfo _丽献丿瓦(19)其中，纣为载波频偏，人为符号速率，A=A/ /V定义为相对频偏。由式（92）和（93）可以看到，由于载波频偏引起的信噪比损失电平值均与相对频偏的平方成正比。对于OFDM系统，信噪比损失还与SNRWK可复制、编制.期待你的好评与关注!(20)(21)PN10 11( 4 兀 N/3 EyhHO6o fx M(22)観成正匕OFDM系统的信噪比损失迪值是单载波系统的警倍。因此，OFDM系统对载波频偏很敬感。下面讨论相位噪声的影响,相位噪声&通常建模为Wiener过程,E&=0|如+心)一&仏)| = 4 妙 |/| 其中，pHz.为载波发生器的Lorentzian