基于整流二极管和小型直流环节电容的感应电机驱动装置

1、编号： 毕业设计(论文)外文翻译（译文）院 （系）： 机电工程学院 专 业： 电气工程及其自动化 学生姓名： 罗宏亮 学 号： 指导教师单位： 机电工程学院 姓 名： 高 鹏 职 称： 实验师 2012年5月20日基于整流二极管和小型直流环节电容的感应电机驱动装置Marko Hinkkanen, Member, IEEE, and Jorma Luomi, Member, IEEE摘要：文章介绍了一种感应电机无传感器矢量控制驱动装置，装置通过整流二极管构成的变频器进行反馈。通过小型直流环节电容取代了电解电容和薄膜电容。直流环节的固有频率取为6倍工频和转换频率之间。文章通过对小型电容进行微小的改

2、动，提出了一种无传感器的控制器。仿真和试验运行结果表明，2.2kw的驱动装置只需要24F的电容即可达到很宽的调速范围。关键词：控制，直流环节，薄膜电容，无传感器.引言通常用于感应电机驱动的装置由6脉波整流器、直流稳压环节和PWM逆变器组成。照惯例直流环节由电解电容和直流扼流电感（或者在整流器输入处装设扼流线圈）组成。由于直流环节的自然频率大大的低于6倍工频频率，直流环节电压在一个较高的值范围内稳定。电解电容需要很大的单位容量。如何用薄膜电容取代电解电容而获得更耐用和避免爆炸的效果引起越来越多的关注。但是为保证电容容量的要求，直流环节电容器的数值的必须减少。小型直流环节电容已被应用于装设有源整流

3、器的驱动装置1, 2，整流器和逆变器均被用于控制直流稳压环节的功率平衡。工业应用的驱动装置可以由整流二极管和小型直流环节的电容器组成3；小型电容是用于减少电源谐波，但是由此驱动装置的动态性能一直存在争议而未被采用。在已发表的科研论著中，除了在当前的脉宽调制研究中有所涉及以外4, 5，由整流二极管和小型直流环节电容器的方案一直未被引起注意。在本文中，直流环节的计算根据取值6倍工频和转换频率之间的自然频率而确定。实际上电源的电感满足要求，无须额外的扼流装置。本文基于转子磁场定向的矢量控制方法，研究了小型直流环节电容在控制系统中的设计和控制性能。6倍工频的条件下直流稳压环节的纹波比通常情况下大得多。

4、由于脉宽调制器的占空比是根据直流稳压环节的电压计算而来的，低速运行时纹波对工作性能的恶化影响不大。高速运行时为了获得最大转矩，根据直流稳压环节的电压脉动来控制磁通6,7。本文还提出了一种不使用制动电阻的制动方法。而且，除了在低功耗的场合下，动态运行时的约束还要考虑直流环节的过电压保护。 系统模型A 二极管整流和直流稳压环节驱动系统的组成元件模型如下。图1(a)表示了一个三相电源，二极管整流器和直流稳压环节。电源的电阻和电感分别为Rg和Lg，直流环节的电感、电阻和电容分别为Ld，Rd,和Cd。电源的相电压分别为Uga, Ugb,和Ugc，峰值电压和频率分别为Ug和g。整流器输出的电流为idi，逆

5、变器输入的电流和电压为id和Ud。图中逆变器未表示出来，逆变器由理想的转化开关构成。图1(a)中的模型可近似简化如图1(b)所示，理想的整流输出电压为：因此谐波含量为：整流输出电压的平均值，各参数值为：其中等效于整流作用引起的电压降落。可列出对应于图1(b)的微分方程式为：根据（4）式单位时间内存贮在直流环节的电能表示为：其中是输入逆变器的功率， 表示整流侧输入直流稳压环节电容的功率，利用图1(b)中的简化模型可以缩短仿真时间，易于分析。B 感应电机的机械方程利用感应电机的等效电路的-逆来表示动态模型。在一般的参考坐标系下，电压方程为：其中是定子的空间电压矢量，是定子空间电流矢量，Rs是定子电

6、阻，是在参考坐标系下的电磁角速度，转子电阻是,转子电流是，转子的电磁角速度为。定子和转子的磁链分别是：其中表示激磁电感，表示定子绕组的瞬态自感。电磁转矩方程为：其中p为极对数，符号*表示共轭复数，转矩平衡方程为：J表示机械系统的转动惯量，表示负载转矩，b表示粘滞摩擦因数。输入定子侧的功率为：绕组的功率损耗和电磁功率分别为：定子电流矢量大小表示为，其它矢量的依此类推。由式(9)得机械功率为：为简化分析忽略逆变器的功率损失即，输入逆变器的电流为。 直流稳压环节的计算设电流连续，式(4)中电压和电流为输入变量，无阻尼固有频率和阻尼系数分别为：通常直流稳压环节的计算应有效滤除中的6倍频分量。因此，固有

7、频率应满足，并且避免在附近而导致电源电压不对称。若固有频率选择为高于6倍主频，则直流环节的成本将显著的减少。为了避免开关引起的谐波传到电源侧，固有频率应低于开关频率。由此可得：其中和分别为电感最小值和最大值，为开关频率对应的电角速度。由式(3)、(14)可知，若不额外采用扼流措施，直流环节的阻尼性能更好。电感的取值范围根据式(15)进行估算。例如，当时电感取值的最大最小值分别为和。实际中为避免固有频率为，取。如果根据式(15)所取的电感值过大，则在直流环节采用主动稳压装置。驱动装置的实验参数仿真所用的两台感应电机驱动装置(2.2kw和37kw)的参数如表(1)中所示。2.2kw的驱动装置还在实

8、验室进行了试运行。在驱动系统中装设的通用变频器8mH的直流扼流线圈被短接，用薄膜电容代替的电解电容。实验装置采用500-KVA 20-KV/400-V 50-Hz的配电变压器供电。用于模拟仿真的未知参数和根据仿真电源的电流而确定。固有频率由电感确定，阻尼系数由电阻确定。对于37-kw的驱动系统，取的电容进行仿真。由于使用相同配电变压器，电感的取值与2.2-kw的相同。电阻可由式(3)计算得，其中电源内阻，与驱动系统的额定功率成反比的电阻值可假设为一定值。总转动惯量J取值为感应电机的2.2倍。 无速度传感器的控制系统文献7中，无速度传感器的转子磁场定向控制系统采用了小型直流电容器进行改造。简化的

9、系统框图如图2所示。以下详细讨论与小型直流环节电容相关的部分。A 采样装置和脉宽调制仿真和实验中采用了常规的空间矢量脉宽调制器和同步采样装置(每个载波周期采样一次)。开关频率为5kHz，即，占空比由前一载波周期开始时检测到的直流环节的电压确定。尽管脉动的影响可以得到部分补偿，由于采样滞后和在采样周期内的变化，仍然导致定子电压的误差。采样延时可以通过在每半个载波周期进行采样而减少。通过在每半个采样周期内多次采样以及改变开关换向的时刻，定子电压可进一步精确。如果直流环节电容的每个单位容量取值很小，这样的调制方式就有明显的优点。B 磁通观测转子磁通(幅值和相角分别用和表示)和转子速度通过自适应磁通观

10、测器获得11，检测到的定子电流和定子电压参考值反馈到磁通观测器。由于脉宽调制器不能完全消除直流环节电压振荡的影响，在定子电流内会产生谐波。并且，电流控制器的低频分量会影响参考电压。因此，由于谐波成分增加，使用小型直流电容时磁通观测器的阻尼效应更强。磁通观测器的阻尼效应可以通过相关的线性模型进行分析。C 动态性能限制与常规的直流稳压环节相反，电动机内的电感或电源的电感内存储能量的变化会引起直流环节中的过电压反应。通常驱动系统的额定功率越大则与之相关的电容单位容量越小。因此为避免直流环节的过压，定子电流在瞬态过程中的变化率必须通过减小电流控制器的带宽等措施进行限制。此外，由于更大功率的驱动装置采用

11、更小的单位电容，直流环节电压的纹波会增加。在此2.2kw的驱动系统的电流控制器带宽取为(常规驱动系统的典型值)，37kw的取为。初值由附录确定。含主动阻尼的比例-微分速度控制器的带宽在2.2kw的系统中为，37kw的系统中为。D 弱磁控制弱磁控制通常是通过减小与转子转速成反比关系磁链来实现的。为了保证对定子电流的控制，电压选择范围有一定的限定，最大转矩也因此减小。尽管直流环节的电容并不会造成最大可能基准电压的损失，实际中也应当减小电压余度。因此通过调整电流激磁分量的参考值使得定子电压钳制在最大值，调整依据为其中为控制器增益，是与控制器无关的参考电压的模值，是定子电压的最大值，是定子电流的最大值

12、，是定子电流的激磁分量的额定值。E 制动方案由于制动转矩受到直流环节的测量电压和直流环节的最大电压的限制，速度控制器中的直流环节过电压保护一直引起争议。据文献7，电流转矩分量的动态极限受到直流环节过电压控制器的作用：其中为有功损耗的估算值。理想情况下式(17)的反馈使得闭环系统的带宽为。式17中极限值满足的前提是。由此决定的最大定子电流和极限转矩也应考虑。设定带宽，直流环节的最大电压，最大定子电流。与弱磁控制器结合的磁通制动控制器在制动过程中，通过增加定子电流的激磁分量来增大制动能耗7。由式(10)和(13)可知，若满足（不计铁耗）则稳定工作状态下的无电阻制动就能实现。在大多数的小功率驱动装置

13、中单位功率损耗值较大，磁通制动器的优点突出，且对于受电压限制的弱磁范围内的控制无影响。在制动时间较长的场合，比如制动频繁或转动惯量很大，使用制动电阻应避免电机内部的温升过高。反之，可以仅使用直流环节的过电压控制器而不需磁通制动控制器。 仿真结果A 谐波频谱本节列出了仿真过程中的稳态波形和谐波频谱。驱动装置在额定负载转矩和单位转速的条件下运行。2.2-kW和37-kW驱动装置的仿真结果分别如图3和图4所示。图(3) 2.2kw的驱动装置在单位转速和额定负载条件下的仿真波形和谐波频谱：(a)电源电流iga； (b)直流环节电压ud ；(c)逆变器的输出电流id ；(d)定子相电压Usa。图(4)

14、37kw的驱动装置在单位转速和额定转矩的条件下仿真波形和谐波频谱：(a) 电源电流 iga; (b)直流环节电压 Ud2.2kw装置的电源电流如图3(a)所示。据文献12和13，电流谐波畸变率(THD)为40%，对应的由一般的直流环节构成的驱动装置的谐波畸变率为44%。因此谐波性能较一般的驱动装置要好一些。37kw的驱动装置的电源电流如图4(a)所示，其谐波畸变率为31%。图3(b)和图4(b)表示了直流环节电压。电压的六次谐波分量与式(2)中电压的几乎相同，与直流环节固有频率接近的谐波和有逆变器开关引起的谐波如图中所示。电压和的频率响应可由(4)推导，电压中由电源侧的谐波的频率响应与此几乎相

15、同。并且(2)与图3(b)和图4(b)的仿真结果十分吻合。电流的谐波分量也基本相似。逆变器输入电流的波形和谐波如图3(c)所示。与常规的驱动装置计算所得的频谱不同，由电源侧引起的六次谐波很容易观测到。而在固有频率附近的谐波不明显。图3(d)表示了定子相电压的波形和谐波频谱。直流环节脉动引起的5次和7次谐波分量比一般的驱动装置的含量大。图5 2.2kw的驱动装置的仿真结果：(a)加速、逐步增加负载转矩和反转运行； (b)加速，施加反向负载转矩和反转运行。子图一表示了测量速度（实线）、估计速度（点）和参考速度(虚线)；子图二表示定子电流的d轴和q轴分量的测量值（实线）、在转子磁通坐标轴上估算的参考

16、值(虚线)；子图三表示了转子磁通的模值；子图四表示了直流环节电压。B 瞬态分析图5(a)表示了2.2.kw的驱动系统在加速和反转过程的仿真结果。速度标幺值在t=0.25s是逐步从0增加到1，在t=1.25s时开始减小至负值。在t=0.5s时逐步增加负载转矩到额定值，在t=1s时撤去负载。负载转矩的撤去和反转运行会启用制动策略。在制动过程中，直流环节过压控制器驱动功率由变化到0，同时磁通制动控制器在首先高速运转时使定子电压维持最大值，然后在低速时使定子电流维持最大值，以此增加制动功耗。该驱动系统与装设一般的直流环节的驱动系统性能相似，只是电源6倍频的转矩谐波分量有所增加。图5(b)表示了2.2k

17、w驱动系统在加速、反转，逐步增加反向的额定负载转矩然后撤去的仿真结果。速度标幺值在t=0.25s时逐步从0增加到0.25，在t=1.75s时开始减小至负值。反向的额定负载转矩在t=0.5s时逐步增加，在t=1.5s时撤销负载，负载的变化启用磁通制动控制器使电流的激磁分量增加。反向额定负载转矩应控制速度标幺值不超过0.25(在无制动电阻情况下)。若磁通制动无效，在反向额定负载转矩下速度标幺值不应超过0.12。37kw的驱动系统加速过程的仿真结果如图6所示。如图6(a)中电流控制器的带宽为。t=0.5ms时速度标幺值从0增加到额定值，电流的转矩分量也随之增加。输入直流环节电容的功率值在电源侧功率和

18、输入逆变器功率之间，在t=0.5ms后小型电容才开始传导功率。随之功率和电流突增，并且分别大于和。当直流环节电压开始上升时，功率因电感Ld作用不能马上减小，此时大于1。所以降为0前，直流环节的电压的标幺值接近1.3。之后，尽管，直流环节电压仍上升。对这个现象的解释如下。在电流上升过程中，受转动惯量影响，转子速度，因此电磁功率。转子磁场的大小保持不变，由(10)可得：图6(a)中，电流实轴分量有一个过冲。通过电流控制器可以减少过冲，并且有。图6 37kw的驱动系统在电流控制器的带宽分别为8(a)和4(b)时加速过程的仿真结果。子图一表示的是测量速度；子图二表示了定子电流d、q轴分量的测量值(实线

19、)和在近似转子磁通坐标系中的参考值(虚线)；子图三表示功率和；子图四表示了直流环节的电压。功率和电流各分量去一个开关周期的平均值表示。图6中，由于，直流环节过压控制器不工作。如图6(a)中所示，通过减小电流控制器的带宽是消除直流环节过压的一个简易方法。如图6(b)中电流控制器的带宽为，直流环节无过压现象。在2.2kw驱动系统的例子中，采用单位容量明显较大的电容也可以起到消除过压的作用。 实验结果对2.2kw驱动系统还进行了实验。感应电机采用基于控制板的变频器驱动。采用永磁伺服电机作为机械负载。A 谐波频谱分析测量的稳态工作波形和谐波频谱如图7所示。驱动系统带额定负载转矩工作在单位转速条件下。图

20、7(a)所示的电流波形对应的仿真结果如图3(a)。图7(b)所示的直流环节电压Ud对应的仿真结果如图3(b)。可以看出仿真和实验运行的一致性很好。2倍频的谐波成分如图7(b)所示，使得电源侧电压不对称。B 瞬态分析图8(a)表示了加速和反转的过程对应的仿真结果如图5(a)，制动过程较图5(a)的快，这是因为仿真过程不计铁耗。在磁通制动过图7 2.2kw驱动系统在单位转速和额定转矩条件下的工作波形和谐波频谱：(a)电源电流 (b)直流环节电压图8 2.2kw驱动系统的实验结果：(a)加速、逐步增加负载和反转过程；(b)加速、施加反向负载转矩和反转过程；(c)弱磁控制范围的工作过程；（d）在零转速

21、参考系中施加额定负载转矩正反转的工作过程。除图8(d)在定子参考坐标系中转子磁通的分量外，曲线中各物理量的解释见图5程中，直流环节的电压出现了2倍定子频率的无害的振荡。当采用一般计算方法所用的电容或者磁通控制器不工作(但直流环节过压控制器工作)时，该振荡可以忽略。定子不对称饱和特性使得磁通的模值发生振荡，所以直流环节也会产生振荡。图8(b)表示了在反向负载转矩作用下的运行过程，对应的仿真运行如图5(b)所示。即使在磁通制动时存在2倍工频的振荡，驱动系统仍然能够正常运行。运行中弱磁控制过程如图8(c)所示，速度标幺值在t=0.5s时由0增加到3，在t=3s时又减小到0。由于参考值根据电压的实际值

22、调整，电流参考值的变化范围在弱磁控制过程中可以实现。直流环节过电压控制器的工况良好，没有出现电压过冲。在弱磁控制范围内，由于在磁通增加是没有实际的电压与其对应，磁通制动的方法并没有优势。图8(d)表示了在静止的参考坐标系下负载转矩增加然后撤除的过程。在t=1s是逐步的施加额定负载转矩，在t=5s时施加反向负载转矩，t=9s时撤除负载转矩。由于定子功率较小，直流环节电压的纹波较高速运转时的小。 结论当直流环节的固有频率选择为6倍工频和转换频率之间时，可在异步电机的矢量控制驱动装置中采用小型直流电容器。在二极管整流器的输入和输出端无需扼流装置。对采用小型直流电容的2.2kw的直流电机驱动装置的仿真

23、和实验结果表明，驱动装置满足较广的速度和负载的范围要求。转矩波动较一般的驱动装置的大一些但仍在可接受范围内。基于以上仿真结果，小型直流环节电容也可以应用于37kw的驱动系统中，但动态性能的受到一些限制。附录基值额定值用下标N表示。在表中给出了实验驱动装置的额定参数。各基值分别为：角频率，电压，电流，阻抗，磁通基值为，功率基值为，电容基值为，电感基值为。致谢在此作者对Virolainen教授所做的贡献表示感谢。参考文献1 J. S. Kim and S. K. Sul, “New control scheme for ACDCAC converterwithout DC link electro

24、lytic capacitor,” in Proc. IEEE PESC, Seattle,WA,Jun. 1993, vol. 1, pp. 300306.2 L. Malesani, L. Rossetto, P. Tenti, and P. Tomasin, “AC/DC/AC PWMconverter with reduced energy storage in the DC link,” IEEE Trans. Ind.Appl., vol. 31, no. 2, pp. 287292, Mar./Apr. 1995.3 Siemens Building Technologies I

25、nc., Harmonics White Paper, 2002.Online.Available:Documentation/SI033WhitePaper.pdf4 H. Sarn, O. Pyrhnen, K. Rauma, and O. Laakkonen, “Overmodulationin voltage source inverter with small DC-link capacitor,” in Proc. IEEEPESC, Recife, Brazil, Jun. 2005, pp. 892898.5 H. Sarn, O. Pyrhnen, J. Luukko, O.

26、 Laakkonen, and K. Rauma,“Verification of frequency converter with small DC-link capacitor”, inProc. EPE, Dresden, Germany, Sep. 2005. CD-ROM.6 L. Harnefors, K. Pietilinen, and L. Gertmar, “Torque-maximizingfield-weakening control: Design, analysis, and parameter selection,”IEEE Trans. Ind. Electron

27、., vol. 48, no. 1, pp. 161168, Feb. 2001.7 M. Hinkkanen and J. Luomi, “Braking scheme for vector-controlledinduction motor drives equipped with iode rectifier without brakingresistor,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 42, no. 5, pp. 12571263,Sep./Oct. 2006.8 P. C. Krause, O. Wasynczuk, and S. D. Sudhoff

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30、ble Speed Electrical Power Drive SystemsPart 3: EMC Requirementsand Specific Test Methods, IEC Std. 61 800-3 2004. Rev. 2004-08.13 Electromagnetic Compatibility (EMC)Part 3-12: Limits for HarmonicCurrents Produced by Equipment Connected to Public Low-VoltageSystems with Input Current 16 A and 75 A p

31、er Phase, IEC Std.61,000-3-12 2004. Rev. 2004-11.大型风力发电机组中变桨控制器辅助电源的设计北京交通大学电机工程学院 王建强 龚敏明摘要在大型风力发电机组中变桨控制器是一个非常重要的控制器。它的能量通常来自风力发机组内部的三相交流总线。然而，该总线的电压往往高于400V，这是远远低于控制器所需的电压。因此，控制器必须有其自己的辅助电源来保证操作正常。本文讨论了一种高电压反激式转换器作为辅助电源的方法。这个转换器重的变压器具有高电压传输比以及采用了特殊的物理结构设计，以减少漏感。大大提高输出的交叉调节能力，这里使用了多种电压反馈环路中的输出传感技术

32、。此外，本文还讨论了保护设计电路和变压器初级缓冲电路。原型的三个输出实验结果验证了其实用性。关键词反激式转换器，变压器，电流模式控制，变桨控制器，风力发电机组 介绍汽轮机转子带动的气动发电中变桨控制是最常见的控制手段。变桨控制中的转子会对所有的气动负载产生重大影响。在球场上的首要目标控制器可能限制权力或转子转速高风。变桨控制器首要目标是在强风时限制电压或者转子的转速，控制器的更具体任务是调节高于风速的气动扭矩以减少变速箱的扭矩峰值;避免变桨过度动作，通过控制塔的振动来尽可能减少塔基负载，并避免加剧枢纽和叶根载荷。变桨控制器通常由与大型风力发电机组内部交流总线连接的转换器供电。由于风的波动，风涡

33、轮的输出也是不稳定的。这使得某些类型的风力涡轮机中的内部交流总线电压从300V变化到450V。整流后的电压甚至可以达到650V。在大型的风力发电设备中，变桨控制器的系统通常是采用嵌入式系统。辅助电源电压通常为12V或者15V。因此，电源的电压变比要高于30。所以不可避免采用降压拓扑结构。考虑到电源的工作环境，电源必须有一些保护措施，比如防雷，过电流保护和足够电气绝缘。总之，这个辅助电源要遵循三个主要的设计要求：输入与输出间的高变比，范围很大的输入电压，适当的保护。 主电路的设计A、拓扑结构的选择根据这些辅助电源的要求，反激式拓扑结构几乎是唯一的选择，原因是：1、隔离变压器的输入和输出要电气绝缘

34、；2、变压器的初级绕组要有宽和高的输入电压；3、反激式转换器的总功率比较小，由于输入电压高，所以有少许峰电流流过电源开关；图1说明了反激式转换器的基本拓扑结构。变压器的初级绕组有一个缓冲电路和自供电电路。B、转换器的主要参数设计反激式转换器的开关频率是由有经验的设计师决定的。转换器的输出功率由实际的负载要求决定。这两个是转换器的基本参数。输入电流的峰值与转换器的输出功率和最小输入电压相关。Ipk=5.5Po/Vin_min (1)初级绕组的电感为：Lpri =V;n _minTon / I p k (2)因为反激转换器的输入电压是由风力发电机组的母线整流后得到的，输入电压很高但是输入电流却很小

35、。实际的输入电流小于Ia。正如我们所知，反激转换器的能量储存于初级绕组的核心材料中，然后转移到次级绕组。对小的初级电流来说，初级绕组的电感应该大于设计中为节能而采用的其他电感。因此，我们必须仔细处理变压器中的初级漏感。因此，反映阻抗和匝数比关系的经典变压器理论在此不能直接应用。二次匝数应该用此公式计算：N sec = (Vo+VD )(1 - Dmax) N /. D tm V in _ max max (3)VA是每个输出分支的输出电压，VD是输出整流二极管的正向压降，D是电源开关的占空比。除了变压器的参数外，它的结构设计也是非常重要的。这个问题将在下一节讨论。在这样的反激转换器中，因为高输

36、入电压的缘故，电源开关器件只有一个选择，就是MOSFET,在这样的应用中，它有独特的优势。它所需的驱动和开关损耗都比较小并且型号多。电压与电源开关的关系为：如果考虑初级绕组漏感引起的尖峰，那么源头与漏极间的电压应该高些。相反，输出整流二极管的选择相对比较容易。二极管两端的电压：V liD =V + Nsec V/ N prl (5) 因此，一般应用肖基特二极管。C、变压器的结构设计在这样的转换器的设计中，反激变压器是至关重要的。有关电气参数由以上公式计算。旁路的电气设计中，有些物理结构设计必须要注意 ，因为他们也严重影响电气性能。在变压器的设计中，初级绕组的漏感是最大的挑战。优良电源的开关模式

37、有别于一个有噪声，失控的开关模式。因为初级电感大和初级匝数数量多的缘故，它更难以避免变压器的寄生参数造成的影响，特别是初级漏感。初级漏感和变压器的物理结构密切相关。经验告诉我们，所有绕组的漏感应尽可能地低。有很多的选择和技术，可以减少初级漏感量。在这里，经过我们综合考虑，最终反激变压器的物理结构如图2所示，使用E-核心和其筒管。主要考虑的是绕组应该有严格的电耦合，初级绕组和次级绕组之间的良好耦合大大地利于初级漏感。此外，良好的电气耦合有利于输出交叉调节。如图2所示，绕组有交错的物理结构。初级绕组分为三个结构。绕组的内部有两个初级线圈，两个线圈之间有个课自行供电的辅助线圈。它们共地。根据图1可知

38、，有三组自我耦合的次级线圈。它们通过多轴式缠绕在一起。然而，三个绕组的匝数都很少，它们都被放置于同一层。同时，必须考虑绕组间的电气绝缘，可在初级然组和次级绕组间使用多层聚酯薄膜。 输出的交叉稳压精度在上述的变压器设计方法中，良好的电耦合对输出交叉稳压精度是有好处的。然而，这是不够的，尤其遭受非平衡负载时。为了大大提高输出的交叉稳压精度，可使用多路输出的检测方法。我们意识到两个输出电压作为反馈控制信号，它通常是不实用的，也不需要检测所有输出。检测多个输出可通过两个电阻来完成，如图1中的R4和R5，这两个电阻位于输出电压检测电阻分压器的顶部。最顶端的电阻有不同的正输入电压。两被测电压信号有共同的电

39、势参考点，这个参考点通常是地，这些用于检测的电阻必须要有足够的精度。电阻分压器的中心节点是电流的求和节点，节点的电流从被检测的电压输出端流出。为了使输出功率更高，需要比较大的检测电流和更精确的稳压输出。检测到的过电流流过输出负载。每个输出电流的大小表明输出的品质的好坏是与各个输出的额定电流或者负载有很大的关系的。带有大的稳定负载的输出支路，其电流也相应大一些。 控制回路的设计辅助电源通常采用电流控制，这种转换器有一个单极性的滤波响应。零极点补偿法能使输出更稳定以及使瞬态响应更快速。控制补偿器作用于输出反馈放大器上，这个是非常重要的，实验结果证明当参数不合适时可能导致输出震荡。主电路的直流增益为

40、：其中 表示最大的峰值电压。输出滤波器的主磁极高度依赖于负载的等效电阻。这意味着，当负载变化时，输出滤波器的极点也相应地移动。滤波器的极点由以下公式决定。 交越频率应该小于开关频率的五分之一，闭环控制系统的传递函数为： fph是输出电流达到最大值时的极点频率。增益补偿器中的补偿误差放大器的零点应位于滤波器的最低极点，补偿极点应该低于零。基于这些计算得出的频率，我们可以知道补偿电容器和电阻器的值。实际误差放大器通常采用可调式精密并联稳压器的内部放大器，比如TL431。在这样的情况下，输入端的电阻仅相当于输出电压检测分压器顶端的电阻的大小。 保护环节的设计辅助电源常见的保护功能有防雷，过电流保护和

41、足够的电气绝缘。将一压敏电阻串联进输入端就可实现防雷保护。由于转换器采用了电流控制，所以很容易实现对输入端或者输出端的过电流保护。电气绝缘只要取决于变压器的结构设计。此外，由于输入电压高以及瞬态电压的毛刺等原因，必须要注意PCB板的漏电距离。电源开关很有必要连上一个缓冲电路，它能吸收电路的电压尖峰。在这里，一个典型的RCD缓冲器被应用于变压器的初级绕组中，如图1所示。 试验样机辅助电源的试验样机已完成，将用来验证设计方法。经过多次测试后，它被安装于控制器并在现场运行。所有的设计要求来自风力涡轮机的实际运行数据。其规格如下：1、 输入电压：AC280V-480V(DC400V-680V);2、

42、输出电压：+12V，+15V，-15V；3、 输出功率：25W（+12V），12W（+15V），3W（-15V）；4、 绝缘电压：ACI500V/50Hz/Imin；5、 电源的高度：不大于45mm；开关频率设置为55kHz左右。根据计算结果和高度限制，变压器的铁芯采用EI33。经过一些调整后，变压器的变比为：np：ns1：ns2: ns3=105:6:8:8。变压器初级绕组的电感为4.2mH，漏感被控制在200uH以下。功率场效应管2SK2225的击穿电压高达1500V，输入端的电容采用45uF/450V规格的电容。在输出端并联着许多100uF/25V的电解电容。反激转换器的主控制器是UC2

43、844，这是一块电流控制PWM芯片。补偿误差放大器中22nF的电容串联在一起再与47pF的电容并联，补偿电阻是100K。实验结果和波形如图3图四所示，波形用泰克公司的TPS2014，这是一个具有四个隔离通道的示波器。图三显示了电源开关和输出电压之间关系的波形图。图三a，因为转换器带了大负载，所以当电源开关闭合时，不会发生电压振荡。电源开与关时的尖端电压小于800V。b中的波形验证了缓冲电路有很大的作用，它能有效的减少电源瞬时关断产生的电压振荡。所以，反激转换器不是连续运行的。它的最大电压也小于800V。基于此，可以选择击穿电压为900V的场效应管。图四给出了三组输出电压，因为反馈电压来源于+15V和+12V而大部分的感应电流来自于后者，-15V的输出有最大的偏移量。此外，带大负载的输出与带小负载的输出的差异是很大的。高电压传输比和高转率可能是另外一个原因。 结论本文讨论了辅助电源的总体设计方法。它应用于风力发电机组中的变桨控制器。其特殊的应用环境需要满足特别的要求，比如更高的输入电压，更高的匝数比。设计过程不背离传统的方法。本论文十分强调变压器的设计，特别是物理结构的设计。控制回路与保护设计也有所介绍。样机印证了设计的方法并为未来的高压反激转换器的设计提供了一些启示。参考文献(I Tony Burton , David Sharpe, Nick Jenkins, Ervi