反激变压器设计

1、电源网讯 对于探讨反激电源以及变压器这个话题，我犹豫了很久。因为关于反激的话题大家讨论了很多很多，这个话题已经被讨论的非常透彻了。关于反激电源的参数设计也 有多篇文章总结。还有热心的网友，根据计算过程，自己编写了软件或电子表格把计算做的傻瓜化。但我也注意到，几乎每天都会出现关于反激设计过程出现问题而 求助的帖子，所以，思量再三，我决定还是再一次提出这个话题！我不知道我是否能写出一些有新意的东西，但我会尽力去写好。不期望能入高手的法眼，但愿能给 入门者一些帮助。纵观电源市场，没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代的地位。说句不算夸张的话，把反激电源设计彻底搞透了

2、，哪怕其他的拓扑一点不懂，在职场上找个月薪10K的工作也不是什么难事。提纲1、反激电路是由buck-boost拓扑演变而来，先分析一下buck-boost电路的工作过程。工作时序说明：t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。t2时刻，Q1开通，开始一个新的周期。从上面的波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1的电流都没有到零。所以，这个工作模式是电流连续的CCM模式，又叫做能量不完全转移模式。因为电感中的储能没有完全释放。从工作过程我

3、们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在MOS管开通时，向电感中储存能量，MOS管关断时，电感向输出电容释放能量。MOS管不 直接向负载传递能量。整个能量传递过程是先储存再释放的过程。整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断 出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。MOS管开通时，电感L1承受的是输入电压，MOS关断时，电感L1承受的是输出电压。那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。那么：Vin(t1-t0)=Vout(t2-t1)，假如整个工作周期为T，占空比为D，那么就是：VinD=V

4、out(1-D)那么输出电压和占空比的关系就是：Vout=VinD/(1-D)同时，我们注意看MOS管和二极管D1的电压应力，都是Vin+Vout另外，因为是CCM模式，所以从电流波形上可以看出来，二极管存在反向恢复问题。MOS开通时有电流尖峰。上面的工作模式是电流连续的CCM模式。在原图的基础上，把电感量降低为80uH，其他参数不变，仿真看稳态的波形如下：t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下从0开始线性上升。t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。t2时刻，电感电流和二极管电流降到零。D

5、1截止，MOS的结电容和电感开始发生谐振。所以可以看见MOS的Vds电压出现周期性的振荡。t3时刻，Q1再次开通，进入一个新的周期。在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续的DCM模式。有叫做能量完全转移模式，因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。而二极 管因为也工作在DCM状态，所以没有反向恢复的问题。 但是我们应该注意到，DCM模式的二极管、电感和MOS漏极的峰值电流是大于上面的CCM模式的。需要注意的是在DCM下的伏秒积的平衡是：Vin(t1-t0)=Vout(t2-t1)只是个波形的正反问题。就好象示波器的探头和夹子如果反过来，那么波形就倒过来。你注意看图的右边，看波形

6、具体的定义是什么。有的波形是两个点相减出来的。看波形图也要配合这原理图来看的。当MOS开通的时候，二极管D1承受着反压，是一个负的电压。MOS关断的时候，二极管导通，正向压降很低二极管的反向恢复，和其工作时PN结的载 流子的运动有关系。DCM时，因为二极管已经没有电流流过了，内部载流子已经完成了复合过程。所以不存在反向回复问题。会有一点点反向电流，不过那是结电 容造成的。在CCM和DCM模式有个过渡的状态，叫CRM，就是临界模式。这个模式就是电感电流刚好降到零的时候，MOS开通。这个方式就是DCM向CCM过 渡的临界模式。CCM在轻载的时候，会进入DCM模式的。CRM模式可以避免二极管的反向恢

7、复问题。同时也能避免深度DCM时，电流峰值很大的缺点。要保 持电路一直工作在CRM模式，需要用变频的控制方式。我还注意到，在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容 放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS开通的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR方式。也是需要变频控制 的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。、那么我们常说，反激flyback电路是从buck-boost电路演变而来，究竟是如何从buck-boost拓扑演变出反激

8、flyback拓扑的呢？请看下面的图：这是基本的buck-boost拓扑结构。下面我们把MOS管和二极管的位置改变一下，都挪到下面来。变成如下的电路结构。这个电路和上面的电路是完全等效的。接下来，我们把这个电路，从A、B两点断开，然后在断开的地方接入一个变压器，得到下图：为什么变压器要接在这个地方？因为buck-boost电路中，电感上承受的双向伏秒积是相等的，不会导致变压器累积偏磁。我们注意到，变压器的初 级和基本拓扑中的电感是并联关系，那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一。另外，把变压器次级输出调整一下，以适应阅读习惯。得到下图：这就是最典型的隔离flyback电路了。由于变压器的

9、工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量的角色。故而这个变压器的本质是个耦 合电感。采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出的隔离，同时也实现了电压的变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压。由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电 压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。下面先让我们仿真一下反激flyback电路的工作过程。在使用耦合电感仿真的时候，我们需要知道saber中，耦合电感怎么用

10、。简单的办法，就是 选择一个理想的线性变压器，然后设置其电感量来仿真。还有一个办法，就是利用耦合电感K这个模型来仿真。下图是我们用来仿真的电路图，为了让大家能看到元 件参数的设置，我把所有元件的关键参数都显示出来了。还有，因为仿真的需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离的。细心的朋友可能会注意到，变压器的初级电感量是202uH，参与耦合的却只有200uH，那么有2uH是漏感。次级是50uH，没有漏感。变压器 的电感比是200：50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：1设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：下面先简单叙述其工作原理：t0时刻，MOS开通。变压器初

11、级电流在输入电压的作用下，线性上升，上升速率为Vin/l1。变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。二极管承受反压为Vin/(NP/NS)+Vout。t1时刻，MOS关断。 变压器初级电流被强制关断。我们知道电感电流是不能突变的，而现在MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应 电动势。根据电磁感应定律，我们知道，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是反 的。所以次级的感应电动势是上正下负。当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁

12、芯耦合到次级电 感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压 Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(NS/NP)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正 向导通压降。现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝 数比关系反射到初级侧绕组的电压，数值为:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二极管的正向导通压降。在本例中，Vout约为 2

13、0V，Vd约为1V，NP/NS=2，那么反射电压约为42V。从波形图上可以证实这一点。那么我们从原理图上可以知道，此时MOS的承受的电压为 Vin+Vf。也有朋友注意到了，在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin+Vf！这是怎么回事呢？这是因为，我们的这个例子中，变压 器的初级有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电 动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在 电容里，然后通

14、过R消耗掉。当然，这个R不仅消耗漏感能量。因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。其实，留意看看，初级配上RCD吸收电 路，和次级整流滤波后带一个电阻负载，电路结构完全是相同的。故而初级侧这时候也像一个输出绕组似的，只不过输出的电压是Vf，那么Vf也会在RCD吸收 回路的R上产生功率。因此，初级侧的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗过多的能量而降低效率。t3时刻，MOS再次开通，开始下一个 周期。那么现在有一个问题。在一个工组周期中，我们看到，初级电感电流随着MOS的关断是被强制关断的。在MOS关断期间，初级电感电流为0，电流是不连 续的。那么，是不是我们的这个电

15、路是工作在DCM状态的呢？在flyback电路中，CCM和DCM的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。而是根据初、次级的电流合成来判断的。只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是CRM过渡模式。所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS开通时，次级电流还没有降到零。而MOS开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中的电 路是工作在CCM模式的。我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。但进入稳态后，每周期MOS开通时新 增储存能量是完全释放到次级的。否则磁芯会

16、饱和的。在上面的电路中，如果我们增大输出负载的阻值，降低输出电流，可以是电路工作模式进入到DCM状态。为了使输出电压保持不变，MOS的驱动占空比要降低一点。其他参数保持不变。同样，设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：t0时刻，MOS开通，初级电流线性上升。t1时刻，MOS关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量。漏感在MOS上产生电压尖峰。输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级。这些和CCM模式时是一样的。这一状态维持到t2时刻结束。t2时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零。这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。那么因为二管电流降到了零，二极管

17、也就自动截止了， 次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。谐 振电流给MOS的结电容放电。Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。由于RCD箝位电路的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越 小。t2到t3时刻，变压器是不向输出电容输送能量的。输出完全靠输出的储能电容来维持。t3时刻，MOS再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零。所以初级的电流是从零开始上升的。从CCM模式和DCM模式的波形中我们可以看到二者波形的区别：1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而

18、DCM模式是三角波。2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态。另外，从DCM的工作波形上，我们也可以得到一些有意义的提示。例如，假如我们控制使次级绕组电流降到零的瞬间，开通MOS进入下一个周期。这样可以有效利用占空比，降低初级电流峰值和RMS值。这种工作方式就是叫做CRM方式。可以用变频带电流过零检测的IC来控

19、制。例如L6561MC34262等。还有一种方式，就是次级电流过零后，MOS结电容和初级电感谐振放电，我们假如让MOS在Vds降到最低点的时候开通，那么可以有效降低容性开通造成的能量损失。这种就是前面提到过的QR准谐振模式。这样的控制IC现在也有很多。(电源网原创转载请注明出处）3，反激电源变压器参数设计从今天开始，我们一起来讨论一下反激电源变压器的设计。其实，反激电源的变压器设计方法有很多 种。条条大路通罗马，我们究竟要选择哪条路呢？我的想法是，选择自己熟悉的路，选择自己能理解的设计方法。有的设计方法号称是最简单的，有的设计方法号称 是最明了的。但我认为，适合你自己的才是最好的。更何况，有些

20、设计方法，直接给个公式出来，没有头没有尾的，莫名其妙，就算按照那种方法计算出来你要的变 压器，但你理解了吗？你从中学习到了什么？我想，授人以鱼，不如授人以渔，希望我们能够通过讨论反激变压器的设计过程，让大家不仅学会怎么计算反激变压 器，更要能通过设计，配合上面的电路原理，把反激的原理搞透。岳飞不就曾说过：“阵而后战，兵法之常，运用之妙，存乎一心。” 一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具体算法了。将来的运用之妙，就存乎一心了。可以根据具体的参数细化优化！其实，要设计一个变压器，就是求一个多元方程组的解。只不过呢，由于未知数的数量比方程数量 多，那么只好人为的指定某些参数的数值。对于一个反激电源

21、而言，需要有输入指标，输出指标。这些参数，有的是客户的要求，也是我们需要达到的设计目标，还 有些参数是我们人为选择的。一般来说，我们需要这些参数：输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数。对于反激电源来说，其工作模式有很多种，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。这里要作一个说明：CRM和BCM是一种模式，就是磁芯中的能量刚好完全释放，次级整流二极管电流刚好过零的时候，初级侧MOS管开通，开始进行下一个周期。QR模式，则是磁芯能量释放完毕后，变压器初级电感和MOS结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，MOS开通，这样可以实现较低的开通损耗。也就是说，QR模式是的m

22、os开通时间比CRM模式还要晚一点。CRM/BCM、QR模式都是变频控制，同时，他们都是属于DCM模式范畴内的。而CCM模式呢，CCM模式的电源其实也包含着DCM模式，当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候，就会进入DCM模式。那么就是说，CRM/BCM，QR模式的反激变压器的设计，可以按照某个特定工作点的时候的DCM模式来计算。那么我们下面的计算就只要考虑DCM与CCM两种情况了。那么我们究竟是选择DCM还是CCM模式呢？这个其实没有定论，DCM的优点是，反馈容易调， 次级整流二极管没有反向恢复问题。缺点是，电流峰值大，RMS值高，线路的铜损和MOS的导通损耗比较大。而

23、CCM的优缺点和DCM刚好反过来。特别是 CCM的反馈，因为存在从DCM进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。另外，CCM模式，如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次 谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿。所以呢，究竟什么时候选择用什么模式，是没有结论的。只能是“运用之妙，存乎一心”了。随着项目经验的增加，对电路理解 的深入，慢慢的，你就能有所认识。还有一个重要的参数，占空比，这个参数既可以人为指定，也可以通过其他数值的确定来限制。那我们先来看看，占空比受那些因素的影响呢？还记得我们上面仿真的过程中，引入的一个概念性的参数Vf吗？就是次级反射到初级的电压。如果不记得了，赶快看看上

24、面的帖子复习一下哦。通常，按照DCM来设计电源的时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载的情况下，安排工作点处于CRM状态。而CCM的最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM状态，就只和输入输出电压有关系。那么这样，我们可以用同一个公式，计算两种状态下的最大占空比，我们根据磁通伏秒积的平衡的要求，可以有公式：VinDmax=Vf(1-Dmax)那么：Dmax=Vf/(Vin+Vf)这就是说Vf越大，Dmax也就越大。那为了得到较大的工作占空比，Vf能不能取的很大呢？事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是Vin+Vf，当输出一定时Vf也

25、是一定的，而Vin是随着输入电压的变化而变化的。另外，MOS管的耐压是有限制的。而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量，MOS的电压裕量可以参考这个帖子里的内容：【原创】跟我学系列之二，元器件降额使用参考我们看到，MOS的电压必须保证10%20%的电压裕量。常用的MOS管耐压有600V，800V的，fairchild的集成单片电源耐压有650V，800V的，PI公司TOP系列的耐压是700V的，VIPER22A的耐压是730V的等等。而对于全电压输入的85V265V AC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC370VDC。那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480

26、V。最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，Vf取值为480-370=110V。最大工作占空比出现在最低输入电压处为：Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=110/(100+110)=0.52以此类推650V的MOS，耐压用到520V，Vf取520-370=150V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=150/(100+150)=0.6700V的MOS，耐压用到560V，Vf取560-370=190V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=190/(100+190)=0.66800V的MOS，耐压用到640V，Vf取640-370=270V，Dmax=Vf

27、/(Vinmin+Vf)=270/(100+270)=0.73大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。但是初级 侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。另外，次级峰值电流大，也会导致输出 纹波大。所以，通常建议，最大占空比取在0.5左右。我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比约在0.46左右。而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。即便如此，在占空比不超过50%的情况下，

28、也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值 等因素。同时，对于MOS耐压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。因为变压器总是有漏感 的，漏感会形成一个尖峰。这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。关于这一点，我后面写RCD吸收 电路的时候，还要讨论一下。还有，当电源的功率比较小的时候，也可以考虑适当降低工作占空比，这样可以让初级电感量小一些，匝数就可以少些，那么分布电容也可以小一点了，或者为了合理安排变压器的绕

29、组结构，占空比都是应该适当再调整的。当占空比和反射电压Vf确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。对于如图所示的两种工作模式，图中所示，是最低输入电压Vinmin时变压器初级电流波形。那么可以知道平均电流为：Iavg=(Ip1+Ip2)Tonmax/(2T)=(Ip1+Ip2)Dmax/2假如输出功率是Pout，效率为，那么Pout/=VinminIavg=Vinmin(Ip1+Ip2)Dmax/2Ip1+Ip2=2Pout/(VinminDmax)对于DCM模式而言，Ip1=0，对于CCM模式而言，有两个未知数，Ip1、Ip2。那么该怎么办呢？这里有个经验性

30、的选择了。一般选择Ip2=23Ip1，不要让Ip2与Ip1过于接近。那样电流的斜率不够，容易产生振荡。计算出Ip2与Ip1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。根据：(Vinmin/Lp)Tonmax=Ip2-Ip1，可以得到：Lp=(VinminDmax)/(fs(Ip2-Ip1)，其中，fs是开关频率。下一步，选择磁芯。磁芯的选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适的磁芯。但大多数公司的数据和图表并不完整。所以，很多时候，我们需要先选择一个合适的磁芯，然后在这个基础上进行优化。AP法是最常用的用来选择磁芯的一个公式，其中，L单位为H，Ip为峰值电流，单位为A，B是磁感应强度

31、变化量，单位为T，K0是窗口利用率，取0.20.4，具体要看绕组结构等。比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果磁芯是矮型的，那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了，这时候，磁芯的窗口利用率就要取的低。而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K0就 可以取的大一点。对于铁氧体磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般B应该取值小于0.3。B过大，磁芯损耗大，也容易饱和。B过小，磁芯体 积会很大。功率小的电源，B可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。而功率大的电源，B则应该小一些，因为变压器的表面积与体积之比 小，散热条件变差了。开关频率高的，B也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗

32、也会变大。根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。有了磁芯，那么就可以计算初级侧的绕组匝数了。其中，L是初级电感量，单位H，Ip是初级峰值电流，单位A，B是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位cm2。因为我们已经确定了反射电压，Vf， 已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。不过，计算次级匝数的时候，要考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的 压降要占很大的比例。对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V。那么，对于常用的次级 输出绕组匝数可以按下面的公式计算：Ns=(Vout

33、+VD)Np/VfVout是次级某绕组输出电压。VD是输出整流二极管压降。肖特基管取0.8V，快恢复管取1.0V。次级绕组匝数计算出来有，次级整流二极管的电压应力也就出来了：VDR=VinmaxNs/Np+Vout实际上的二极管耐压要高于这个数值。具体见元件降额使用的那个帖子里的阐述。对于CCM模式的电路，还必须在这个二极管上并联RC吸收回路，来降低反向恢复造成的电压尖峰和振荡。绕组线径的选取，首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的。可以很方便计算。然后根据每平方毫米5A的电流密度选择导线。同时，要注意高频下的趋肤效应，趋肤深度可以按照来计算，f是频

34、率，单位Hz也就是说，单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度。如果单根导线不够满足电流密度的要求。那么就用多线并绕或采用丝包束线或litz线。4，我们知道，实际的变压器是存在漏感的。漏感在MOS关断时，会产生电压尖峰，如果不对这个尖峰作处理的话，可能会导致MOS被击穿而损坏。所以我们通常会在变压器的初级侧增加一个RCD吸收电路。见下图：下面的图是MOS关断后，DS间的电压波形。下面对吸收过程以及参数设计作个分析。当MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通， 把变压器初级电压箝位在Vf上。而由于漏感是不受次级箝位的，所以，MOS管漏极电压继续上升，直到Vi

35、n+Vc电压，Vc是RCD箝位电容上的电压。这 时候，箝位二极管D导通，漏感给电容C充电。由于电容容量足够大，箝位电压Vc基本保持不变。MOS的漏极电压也就被箝位在Vin+Vc。当箝位二极管D导通后，漏感电流在箝位电压的作用下线性下降到零。有公式：(Vc-Vf)t/Llk=Ip，那么可以计算出这段时间t为：t=IpLlk/(Vc-Vf)由于吸收二极管的电流波形是个峰值为Ip三角波，所以，每周期RCD吸收电路中耗散的能量为：VcIpt/2那么漏感输入到RCD中的功率为：P=fsVcIpt/2代入上面t的表达式，得到：从这个公式中可以看出，Vc取值大一些，有助于降低RCD吸收电路的耗散功率。太小的

36、Vc会导致RCD电路的耗散功率过大。有一个经验性的取值，取Vc=22.5Vf，但是，Vc的数值同时也受MOS耐压的限制。特别是对于低耐压的MOS，没有足够的耐压空间。故而，Vc的取值要和MOS的耐压、Vf以及工作占空比综合考虑。如果要让工作占空比比较大，那么就要增加Vf的值，那么也就要增加Vc的值，那么就要用耐压足够高的MOS。如果MOS的耐压已定，由Vc+VinmaxMOS耐压的90%，那么Vc的值就可以确定了，然后Vf的值和工作占空比也就可以定下。所以，反激电源中，很多参数之间有互相制约关系。不同的设计出发点，会得到不同的设计结果。我们知道了耗散功率P，确定了箝位电压Vc，下面我们就可以根

37、据P=Vc2/R，来计算得到吸收电路中，R的阻值。接下来，我们来确定箝位电容的容量。在前面的计算中，我们一直是假设Vc是不变的，事实上，Vc是略有波动的。Vc波动的大小，是和RCD吸收电容的容量相关的。一般我们可以接受Vc电压有5%10%峰峰值波动。那么，假如我们选择5%的波动，在MOS关断瞬间，漏感造成Vc电压的变化，可以有如下的公式：5，输入输出电解电容的计算。输入侧的电解电容，我们一般按照在最低输入电压下，最大输出的情况下，要求电解电容上的纹波电压低于多少个百分点来计算。当然，如果有保持时间的要求，那么需要按照保持时间的要求重新计算，二者之中，取大的值。假如在最低输入电压下，电源的输入功率为Pin，最低输入交流电压有效值为Vinacmin，那么我们一般认为此时整流后的直流电压为Vinmin=1.2Vinacmin，由于在交流两次充电周期间，对后面变换器的供电都是由电容储能来保证的，那么电压跌落是可以计算出来的：CV=It，V是电压纹波，一般取Vinmin的10%20%，I是电容对后面电路的放电电流=