张高建 马自良 方达(dayin)

1、2015年全国大学生电子设计竞赛双向 DC-DC 变换器（A题）【本科组】 2015年8月15日摘 要 本系统以DSP28335为主要控制核心，系统主要由单桥臂组成双向 DC/DC 变换器完成系统功能的要求。本系统由单桥臂DC/DC升降压模块、信号采集处理模块、隔离模块、电源模块、显示模块、电压电流测量模块和过冲保护模块等组成。电池通过Buck电路实现对恒流充电，电池通过Boost电路恒压放电，根据直流电压变化通过双向 DC/DC 变换器对电池实现充放电模式的自动转换，保证直流电压稳定不变。外加MSP430控制12864显示屏，由显示屏显示测量参数，按键设定其模式转换。关键词：双向 DC/DC

2、 变换器 自动转换 采样电压 采样电流目 录一、系统方案41.1 DC/DC变换器的论证与选择41.2控制方式的论证与选择51.3控制器的论证与选择51.4检测方法的论证与选择5二、电路与程序设计62.1双向DC/DC主回路与器件选择62.2测量控制电路设计6三、理论分析与计算83.1主回路主要器件选择与计算83.2控制方法与参数计算93.3提高效率的方法及实现方案11四、测试方案与测试结果114.1测试仪器与设备114.2测试条件114.3测试结果11五、测试分析与结论14六、参考文献15附录一：源程序16附录二：电路实物图片19一、系统方案 本系统主要由双向 DC/DC 变换器、信号采集处

3、理模块、隔离模块、电源模块、显示模块、电压电流测量模块、过冲保护模块等。1.1 DC/DC变换器的论证与选择 方案一：半桥式DC-DC变换器电路结构拓扑如下图，该电路结构简单，在中小功率上得到广泛应用。半桥式电路中，开关V1和V2交替地导通，当开关V1导通时，V2关断，然后反之。通过PWM波控制V1导通，V2关断，此时电路工作于Buck电路模式，是一个典型的Buck电路。反之，控制V2导通，V1关断通过续流二极管VD2的导通，电路工作于Boost升压模式。可见该电路易于实现和控制，因此选用此电路作为该设计的主电路为最优方案。图1-1 双向半桥式变换器拓扑结构 方案二：Cuk变换器。它是一种对B

4、uck/Boost改进的单管非隔离直流变换器，在输入输出端均有电感，可以显著减小输入和输出电流的纹波。与Buck/Boost变换器一样它的输出电压即可低于也可高于输入电压。但是Cuk变换器需要另外增加一个电容和一个电感，并且耦合电容作为一个能量传递器件其电容值不能取得太小，这样整个外围器件体积大大增加。 图1-2 Cuk变换器拓扑结构 方案三：Zeta变换器。它是由两个电感和耦合电容组成的单管非隔离直流变换器，输出电压极性和输入电压相同。Zeta变换器可看成是Buck/Boost变换器和Buck变换器串联而成，合并了开关管。图1-3 Zeta变换器拓扑结构1.2控制方式的论证与选择 方案一：采

5、用数字控制器DSP产生PWM波控制开关管来，实现双向控制。直流PWM控制系统，PWM工作原理 PWM控制系统是利用大功率晶体管的开关特性，按一个固定的频率来接通和断开，并根据需要改变一个周期内“接通”和“断开”时间的长短，通过改变占空比来改变平均电压的大小。 方案二：采用模拟控制的开关电源。移相全桥DC/DC电路中广泛采用TL494、UC3875等专用电源芯片来驱动开关管，特定的电源芯片本身不可编程、可控性较差、难以扩展以及不易升级维修，同时电源芯片为模拟控制芯片，具有模拟电路难以克服的由温漂和老化所引起的误差，无法保证系统始终具有高精度和可靠性，克服以上缺点。 综上分析，采取方案一。1.3控

6、制器的论证与选择 方案一：利用STC89C52单片机产生PWM波。它是8位控制类芯片，单片机更侧重于I/O接口部分的控制功能，对于复杂和对系统要求较高的算法，其处理能力有限。并且51单片机产生的PWM波没有DSP稳定。 方案二：利用DSP产生PWM波。数字处理(DSP)技术逐渐成熟，新一代DSP采用哈佛结构、流水线操作，即程序、数据存储器彼此独立，在每一时钟周期中完成取指、译码、读数据以及执行指令等多个操作，从而大大减少指令执行周期。另外，由于其特有的寄存器结构，功能强大的寻址方式，灵活的指令系统及其强大的浮点运算能力，使得DSP不仅运算能力较单片机有了较大地提高，而且在该处理器上更容易实现高

7、级语言。 正是由于其特殊的结构设计和超强的运算能力，使得以前需要硬件才能实现的功能可移植到DSP中用软件实现，使数字信号处理中的一些理论和算法可以实时实现。所以选择方案二。1.4检测方法的论证与选择 方案一：电阻检测法。电阻检测法一般用于低电压小电流场合。利用电流流过电阻时，在电阻两端会产生相应的电压，将这个电压数值读出，就可计算出流经电阻的电流。也就通常的电流转成电压来测量电流。优势：成本低、精度较高、体积小。劣势：温漂较大，精密电阻的选择较难，无隔离效果；检测电阻损耗大。 方案二：交流互感检测法。当主绕组流过大小不同电流时，副绕组就感应出相应的高低不同的电压。将互绕组的电压数值读出，就可计

8、算出流经主绕组的电流。互感检测法，损耗低，但是一般用在高电压大电流场合，此处不适合用。 方案三：采用霍尔电流传感器方式。当霍尔传感器的原边电流IP流过一根长导线时，在导线周围将产生一磁场，这一磁场的大小与流过导线的电流成正比，产生的磁场聚集在磁环内，通过磁环气隙中霍尔元件进行测量并放大输出，其输出电压VS精确的反映原边电流IP。这种方式的优点是结构简单，测量结果的精度和线性度都较高。可测直流、交流和各种波形的电流。 综上，经过论证我们采用方案三。使用方便，测量准确，可以把小电流放大，送入DSP芯片进行控制。二、电路与程序设计2.1双向DC/DC主回路与器件选择 （1）选择续流二极管VD。续流二

9、极管选用快恢复二极管，其额定工作电流和反向耐压必须满足电路要求，并留一定的余量。 （2）开关管工作频率:开关管的工作频率大，可以减少电路中电感和电容的值，从而减小电路空间和整体质量。但是频率太大会增大开关管的功耗，降低电路的转换效率。如果追求效率，把开关管的工作频率降低，在音频范围内会产生噪声。因此开关管的选取应适当，不能过大和过小，综合考虑，我们选取开关管的工作频率为12.8kH。 （3）二极管的选取：开关电源对于二极管的开关速度要求较高，可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择。与快速恢复二极管相比，肖特基二极管具有正向压降很小、恢复时间更短的优点，但反向耐压较低，多用于低压场合。考虑到

10、降低损耗和低压应用的实际，选择肖特基二极管。2.2测量控制电路设计（1）功率开关管电路设计 采用带有高速光耦的6N137驱动电路，这样可以保护电路，防止外电路 中的高电压进入DSP芯片，从而损坏板子。6N137信号从脚2和脚3输入，发光二极管发光，经片内光通道传到光敏二极管，反向偏置的光敏管光照后导通，经电流-电压转换后送到与门的一个输入端，与门的另一个输入为使能端，当使能端为高时与门输出高电平，经输出三极管反向后光电隔离器输出低电平。当输入信号电流小于触发阈值或使能端为低时，输出高电平，但这个逻辑高是集电极开路的，可针对接收电路加上拉电阻或电压调整电路。 （2）采样电路设计 此次设

11、计我们采用了电压和电流霍尔检测模块来检测电路中的电压和电流。原理图如下图：图2-1 电压霍尔原理图图2-2 电流霍尔原理图（3）调理电路设计因为主电路是一个双向DC/DC变换模块，在我们设置的电路中把back模式下的电流霍尔取为正向，反过来当电路在boost升压模式下工作时，流过霍尔电流元件的电流就为负值。按题目要求，boost模式下电路中I1的瞬时值可能达到-2A左右，根据霍尔电流模块的计算公式，原边绕有6圈线圈，所以原边电流扩大6倍，为-12A，我们所选用的LV-50P的霍尔元件原副边电流比为50A:50mA，所以副边电流I0为-12mA,Rm=60欧的两端电压为-0.72V。DSP只能识

12、别0-3V的电压，所以负值电压直接进入DSP是不允许的。为了解决这个问题我们给电路加了一个滤波且能偏置1.5V电压的偏置电路，这样经过偏置，进入DSP的电压就为0.78V，符合要求。电路原理图如下图：图2-3 滤波偏置电路（4）数字设定及显示电路设计 数字设定和显示电路，我们采用MSP430单片来实现。通过单片机外设的 键盘来实现题目中模式切换和电流值的设定。设定的数值和MSP430程序来控制显示屏来显示。（5）辅助电源设计 电路中我们用到了1.5V、5V、正负15V、和24V的辅助电压。其中正负15V和24V电压我们采用了成品的电源模块，以便电压稳定，利于主电路功能的实现和效率的提高。对于1

13、.5V的偏置电压我们用LM385设计了一个产生电路。因为1.5V的偏置电压用的不多且好产生，对主电路本身没有太大的影响，所以我们选择自己设计一个模块来产生。具体电路原理图见下图; 图2-4 1.5V电压产生电路原理图三、理论分析与计算 3.1主回路主要器件选择与计算 (1)BUCK电路中电感L的选取： 在BUCK电路中没有纹波要求，BOOST电路中有纹波，为1.7%。 取IL=2A在实际应用中电感选取一般要比理论值大，有资料称电感选取一般为临界电感的10倍。影响开关管的功率损耗，电感上的损耗以及整个系统的体积重量等。 电感L算得为0.177 ，因为实际值一般取十倍1.77 ,焊接时取2。电容C

14、的额选取： 电容C算得0.213 ，实际取0.2。(2)BOOST电路中电感L的选取： 算得电感值为0.183,实际为1.83。电容C的额选取： 电容C算得0.92，实际取1 。3.2控制方法与参数计算（1）程序功能描述 进入Buck降压电路后，对电池进行恒流充电，可对电流进行步进可调，并可以显示充电电流I1的值，电路具有过冲保护功能。断开S1，接通S2，可实现Boost升压电路，通过测量并保持U2的电压稳定，达到恒压升压功能。双向DC/DC Buck/Boost变换器通过调节Us电压实现自动转换，对电池进行充放电功能。 主程序流程图：系统初始化开始关总中断EPWM 初始化 A/D初始化 SC

15、I初始化 等待通讯指令结束图3-1 主程序流程图 双向Buck、Boost流程图： 图3-2 双向DC/DC自动转换流程图 （3）中断AD程序流程： 图3-3 中断AD程序流程3.3提高效率的方法及实现方案 （1）软开关技术实现方法。软开关技术是一种具有两个开关管的同步 Buck/Boost电路。它的两个开关互补导通, 中间有一定的死区防止共态导通,即同步整流加电感电流反向。在该方案下, 两个开关根据软开关条件的不同, 分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件决定 L 的大小。另外, L 需要设计得很小,所需的电感体积也可以比较小( 通常可用 I型磁芯)。关键是设计弱管的软开关条件。因

16、为,在能实现软开关的前提下,不宜太小,以免造成开关管上过大的电流有效值,从而使得开关的导通损耗过大。因为实现了软开关, 开关频率可设计得比较高。 （2）选择合适的开关工作频率：为降低开关损耗，应尽量降低工作频率；为避免产生噪声，工作频率不应在音频内。综合考虑后，我们把开关频率设定为12.8kHz。 （3）绕制合适的电感。刚开始做的时候采用单线铜丝绕制一个电感值符合要求的电感，但是由于是单股的，电感阻值太大，对系统的效率影响很。之后我们又用六根铜丝并联的方式来绕制电感，这样大大减少了电感的阻值，效率提高了很多。 （4）在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为

17、突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.01.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。双向半桥DC/DC转换电路有两个开关管，一个导通一个关断利用续流二极管来实现能量的双向流动。采用同步整流的方法，用PWM波来控制两个开关管，使它们开关时间刚好互补。让闭合的开关管来代替续流二极管工作，这样可以减少二极管的功耗，实现电源效率的提高。3.4控制电路及保护电路 利用DSP程序产生高电平信号来控制电路中的继电器常闭常开触点切换来实现电路的过压过流保护。当Buck电路中，锂电池两端的电压超出24±0.5

18、V时，DSP输出高电平给继电器，使继电器停止工作，从而切断电路，起到保护作用。四、测试方案与测试结果4.1测试仪器与设备 测试过程中用到了高精度的数字万用表和TPS2024型号的示波器.万用表来测量电路中的电压和电流，最终算出转换效率。在调试阶段可以用示波器来观察所产生的PWM是否符合要求，还可以观察电路中检测原件采集的数值是否正确。如果不正确可以利用软件调试，直至结果满足题目要求。4.2测试条件仔细检查硬件电路，保证没有虚焊漏焊的情况，硬件电路满足要求后，按题目要求设置合理的检测点，方便检测和测试。4.3测试结果1、 基本要求 （1）U2=30V条件下，实现对电池恒流充电。充电电流I1在1-

19、2A 范围内步进可调，步进值不大于0.1A，电流控制精度不低于5%。(I1为实际电流、I10为设定值)表1U2设定值I1设定值（步进间隔为0.1）I1实际值（A）电流精度30V1.00.9623.8%1.11.0534.27%1.21.1633.08%1.31.2632.85%1.41.3791.5%1.51.4761.6%1.61.6010.0625%1.71.7090.529%1.81.8070.389%1.91.902.02.0080.04% （2）设 U2=36V时，充电电流值为I11；U2=30V时，充电电流值为I1；U2=24V时，充电电流值为I12。 表2I1设定值U2设定值I1

20、实际值(A)I1变化率2A24V2.0040.15%30V1.9936V2.001 （3）设定I1=2A，在U2=30V条件下变换器的效率190%。P1= U1I1 P 2= U2 I2。 表3转换前转换后效率U2=30VI2=1.36U1=18.1VI1=1.99h1=P2=40.80WP1=36.01W88.28% (4)测量并显示充电电流I1，在I1=12A 范围内测量精度不低于2%。表四U2设定值I1设定值I1实际值（A）显示精度30V1.00.9820.8%1.11.0960.3%1.21.1910.75%1.31.2940.46%1.41.4110.78%1.51.5100.67%

21、1.61.6120.75%1.71.7060.35%1.81.7920.44%1.91.9180.95%2.01.9940.3% (5)具有过充保护功能：设定I1=2A，当U1超过阈值U1th=24±0.5V时，停止充电。表5I1设定值U1设定值是否停止充电2A24±0.5V是2.发挥部分 （1）断开 S1、接通 S2，将装置设定为放电模式，保持 U2=30±0.5V，此时变换器效率95% 。(P1= U1I1，P 2= U2 I2)变换前变换后h2=U1=18.5U2=3091.05%I1=1.87I2=1.05 (2)接通S1、S2，断开S3，调整直流稳压电源

22、输出电压，使Us在3238V范围内变化时，双向DC-DC电路能够自动转换工作模式并保持U2=30±0.5V。表7U2设定值U2最大值U2最小值3238V30.4V29.5V （3）在满足要求的前提下简化结构、减轻重量，使双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分的总重量不大于500g。 整个电路总重量超过500g，没有达到指标。(4) 其他 用MSP430主控最小系统板，通过12864显示屏显示，共有5个可切换屏幕，可通过按键分别显示。可以显示自动切换模式，并且可以选择和进行相关的设置。可以显示Buck、Boost电路中的电流I1、I2、U1、U2等参数。另外可以通过按键启动和停

23、止DSP的运行，达到控制执行和选择模式转换的目的。五、测试分析与结论 根据上述测试数据，由此可以得出以下结论：（1）在U2=30V时，能实现对电池的恒流充电。可控制电流精度不低于5%，达到指标。（2）当I1=2A时，U2在32-36V变化时，充电电流I1的变化率小于1%。（3）当I1=2A时，U2=30V条件下，变换器效率为86%。（4）I1=1-2A时，可实现测量精度小于2%。（5）电路出现电池过充保护时，会停止电池充电，实现了过充保护功能。（6）保持U2=30±0.5V时，在放电模式下，变换器效率为94.5%。（7）7Us在32-38V范围内，可实现双向DC/DC自动转换模式，并

24、且保持U2=30±0.5V。 由于时间有限，提高功率的软开关技术我们并没有采取，其实施方案有一定局限。 六、参考文献【1】王兆安，刘进军.电力电子技术M.北京： 机械工程出版社，2009【2】姚睿,付大丰.DSP控制器原理与技术M . 北京：人民邮电出版社 ,2010【3】巫付专,沈虹.电能变换与控制M. 北京：电子工业出版社，2013【4】郭天祥.51单片机C语言教程M. 北京：电子工业出版社，2009【5】林列著 .一种升降压DC/DC转换器的研究与设计J .天津大学学位论文，2010【6】陈世杰,顾亦磊.Buck电路的一种软开关实现方法J. 电力电子技术.第38卷第1期，200

25、4【7】顾亦磊,陈世杰.Boost电路的一种软开关实现方法J. 电力电子技术.第38卷第1期，2004附录一：源程序（1）BUCK电路子程序：if (flag=1)/Buck 电路EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA =m1;EPwm1Regs.CMPB=0;if(k1=256)k1 = 0;sim1=0;for(sy=0;sy<256;sy+) /采样周期为16sim1=sim1+Voltage1sy; /取平值sim1= sim1/256;sim1=sim1*x; /倍率ek=(Iinput1-sim1);uk=uk1+kp*(ek-ek1)+ki*ek;ek1=ek;i

26、f(uk>5500)uk=5500;/输出限幅if(uk<500)uk=500;uk1=uk;m1=uk;EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA =m1;k1+;（2）BOOST电路子程序：else if(flag=2)/BOOST电路EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA =0;EPwm1Regs.CMPB=m2;if(k3=256)k3 = 0;sum2=0;for(sy2=0;sy2<256;sy2+) /采样周期为16sum2=sum2+Voltage3sy2; /取平值sum2= sum2/256;sum2=sum2*z;ekb=(Uinput2-sum2);ukb=uk1b+kpb*(ekb-ek1b)+kib*ekb;ek1b=ekb;if(ukb>4550)ukb=4550;/输出限幅if(ukb<500)ukb=500;uk1b=ukb;m2=