（毕业论文）CMOS运算放大器的设计与仿真

1、摘 要I中文摘要通过 CMOS 运算放大器设计与仿真这一课题的研究，能更深刻的理解其构造，工作原理,以及各电性指标的意义和测试方法。进一步的掌握在不同放大电路中所选用的运算放大器的特性。选择放大器在今天是一个相当复杂的事情。其部分原因在于，系统设计要求的多样性，以及电路配置的多重性，不同的放大器产品根据应用领域的不同需要在性能上进行折衷。每一种应用都是一个不同技术指标的组合体，所以其使用的放大器数量也将不断增加才能满足其要求。与原来的运算放大器相比，今天的产品扩展了带宽、降低了电源电压、减小了功耗电流、节省了 PCB 面积而且降低了成本。随着对信噪比(SNR)要求的增加，以及实际信号处理在家用

2、电器和工业设备中得到越来越广泛的应用，这种趋势还将继续发展。关键词：关键词：电性指标 测试方法 放大特性ABSTRACTIIABSTRACTABSTRACTCMOS operational amplifiers through the design and simulation study of this topic to a deeper understanding of its structure, working principle, as well as the significance of electrical indicators and testing methods. Fur

3、ther in the hands of the different selection of amplifier in the op-amp characteristics. Choice of amplifiers in today is a very complex issue. Part of the reason lies in the fact that the diversity of system design requirements, as well as multiple circuit configurations, different amplifier produc

4、ts in accordance with the different needs of applications on a compromise in performance. Each application is a different combination of technical indicators, so the use of the amplifier will continue to increase the number to meet its requirements. With the original op-amp as compared to todays pro

5、duct extends the bandwidth and reduce the supply voltage reduces the power consumption current, saving PCB space and reduces costs. As the signal to noise ratio (SNR) increase in demand, as well as the actual signal processing in home appliances and industrial equipment have been growing a wide rang

6、e of applications, this trend will continue to develop.KeywordKeyword：electrical indicators testing methods amplifier op-amp characteristics.III目 录第第 1 1 章章 引言引言 .1 1第第 2 2 章章 MOSFETMOSFET（金属（金属- -氧化物氧化物- -半导体场效应管）半导体场效应管） .2 22.1 N 沟道增强型 MOSFET.22.1.1 结构特征： .32.1.2 工作原理： .32.1.3 输出特性曲线： .52.1.4 转移特

7、性曲线： iD=f( ) =常数 .6GSVDSV2.2 N 沟道耗尽型 MOSFET.72.2.1 结构与原理： .72.2.2 静态特性曲线 .92.3 FET 的偏置电路 .112.3.1 偏置电路的作用： .112.3.2FET 偏置电路的共同规律： .112.3.3 FET 放大偏置规律： .112.3.4 自给偏压电路： .112.3.5 混合偏压电路 .132.4 FET 交流参数与小信号模型.142.4.1 交流参数 .142.4.2 FET 的小信号模型 .152.5 FET 基本放大器.172.5.1 共源 CS 放大器：解题方法 .172.5.2 共漏放大器（源极输出器）

8、 .202.6 FET 和 BJT 的比较.252.6.1 三个电极的对应关系： .25IV第第 3 3 章章 HSPICEHSPICE .26263.1 HSPICE 简介 .263.2 HSPICE 的特点与结构.263.3 HSPICE 的输入与输出文件 .293.3.1 文件名的后缀 .293.3.2 输入网表文件 .303.3.3 输出列表文件 .303.3.4 数值比例因子 .313.4 直流工作分析语句 .323.4.1 直流工作点分析.OP .323.4.2 直流扫描分析.DC .333.4.3 直流灵敏度分析.SENS .343.4.4 直流小信号出数函数分析.TF .353

9、.4.5 极零点分析.PZ .353.5 交流分析语句.363.5.1 交流小信号分析.AC .363.5.2 交流小信号失真分析.DISTO .383.5.3 噪声叠加分析.SAMPLE .393.5.4 交流网络分析.NET 语句 .403.6 瞬态分析语句.413.6.1 瞬态分析.TRAN .41第第 4 4 章章 CMOSCMOS 运算放大器的设计运算放大器的设计 .44444.1 电路的设计目标.444.2 采用的结构.444.3 二级运放工作原理：.45V4.4 H-SPICE仿真过程： .484.5 直流分析.494.6 电压增益图.50第第 5 5 章章 总结总结 .5252

10、参考文献参考文献 .5353致谢致谢 .5454外文资料原文外文资料原文 .5656外文资料译文外文资料译文 .6060VI主要符号表1.共模输入电阻(RINCM)该参数表示运算放大器工作在线性区时，输入共模电压范围与该范围内偏置电流的变化量之比。2.直流共模抑制(CMRDC)该参数用于衡量运算放大器对作用在两个输入端的相同直流信号的抑制能力。3.交流共模抑制(CMRAC)CMRAC 用于衡量运算放大器对作用在两个输入端的相同交流信号的抑制能力，是差模开环增益除以共模开环增益的函数。4.增益带宽积(GBW)增益带宽积 AOL * 是一个常量，定义在开环增益随频率变化的特性曲线中以-20dB/十

11、倍频程滚降的区域。5.输入偏置电流()BI该参数指运算放大器工作在线性区时流入输入端的平均电流。6.输入偏置电流温漂(T)CIB该参数代表输入偏置电流在温度变化时产生的变化量。Tcib 通常以 pA/C 为单位表示。7.输入失调电流(Ios)该参数是指流入两个输入端的电流之差。8.输入失调电流温漂()CIOST该参数代表输入失调电流在温度变化时产生的变化量。S 通常以 pA/ CIOSTC为单位表示。9.差模输入电阻()INR该参数表示输入电压的变化量与相应的输入电流变化量之比，电压的变化导致电流的变化。在一个输入端测量时，另一输入端接固定的共模电压。 10.输出阻抗(Zo)VII该参数是指运

12、算放大器工作在线性区时，输出端的内部等效小信号阻抗。11.输出电压摆幅(Vo)该参数是指输出信号不发生箝位的条件下能够达到的最大电压摆幅的峰峰值，VO 一般定义在特定的负载电阻和电源电压下。12.功耗(Pd)表示器件在给定电源电压下所消耗的静态功率，Pd 通常定义在空载情况下。13.电源抑制比(PSRR)该参数用来衡量在电源电压变化时运算放大器保持其输出不变的能力，PSRR通常用电源电压变化时所导致的输入失调电压的变化量表示。 14.转换速率/压摆率(SR)该参数是指输出电压的变化量与发生这个变化所需时间之比的最大值。SR 通常以 V/µs 为单位表示，有时也分别表示成正向

13、变化和负向变化。15.电源电流(、)CCIDDI该参数是在指定电源电压下器件消耗的静态电流，这些参数通常定义在空载情况下。16.单位增益带宽(BW)该参数指开环增益大于 1 时运算放大器的最大工作频率。17.输入失调电压()OSV该参数表示使输出电压为零时需要在输入端作用的电压差。18.输入失调电压温漂(TCVOS)该参数指温度变化引起的输入失调电压的变化，通常以µV/为单位C表示。19.输入电容()INCCIN 表示运算放大器工作在线性区时任何一个输入端的等效电容(另一输入端接地)。20.输入电压范围()INVVIII该参数指运算放大器正常工作(可获得预期结果)时，所允许

14、的输入电压的范围，VIN 通常定义在指定的电源电压下。21.输入电压噪声密度(eN)对于运算放大器，输入电压噪声可以看作是连接到任意一个输入端的串联噪声电压源，eN 通常以 nV / 根号 Hz 为单位表示，定义在指定频率。22.输入电流噪声密度(iN)第 1 章 引言1第1章 引言运算放大器（常简称为“运放” ）是具有很高放大倍数的电路单元。在实际电路中，通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。由于早期应用于模拟计算机中，用以实现数学运算，故得名“运算放大器” ，此名称一直延续至今。运放是一个从功能的角度命名的电路单元，可以由分立的器件实现，也可以实现在半导体芯片当中。随着半导体技术的发展，如

15、今绝大部分的运放是以单片的形式存在。现今运放的种类繁多，广泛应用于几乎所有的行业当中。第一块集成运放电路是美国仙童（fairchild）公司发明的 A741，在 60 年代后期广泛流行。直流放大电路在工业技术领域中，特别是在一些测量仪器和自动化控制系统中应用非常广泛。因为被放大的信号多数变化比较缓慢的直流信号，分析交流信号放大的放大器由于存在电容器这样的元件，不能有效地耦合这样的信号，所以也就不能实现对这样信号的放大。能够有效地放大缓慢变化的直流信号的最常用的器件是运算放大器。运算放大器最早被发明作为模拟信号的运算（实现加减乘除比例微分积分等）单元，是模拟电子计算机的基本组成部件，由真空电子管

16、组成。目前所用的运算放大器，是把多个晶体管组成的直接耦合的具有高放大倍数的电路，集成在一块微小的硅片上。研究该课题，可以在理解放大器放器的情况下，进一步的掌握 MOS 器件的各参数对放大电路的影响。通过改变器件各参数，得到要求的电性指标。CMOS 运算放大器的设计与仿真其关键点在于：直流开环增益，单位增益带宽，和 HSPICE 软件中网表的书写，AC,DC,瞬态分析的语句描述。这也是该设计需要掌握的重点内容。2第2章 MOSFET（金属-氧化物-半导体场效应管） 绝缘栅型 FET 中目前用得最多的是 MOSFET。MOSFET 比 JFET 输入阻抗高，达 101 。图 2-1 电路符号 图

17、2-12.1 N沟道增强型MOSFET三层结构： 上层：金属（铝） ；中层：氧化物（二氧化硅） ；下层：半导体（衬底）图 2-2（a）第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）3图 2-22.1.1 结构特征：一个衬底：P 型硅两个高掺杂的 N+区一层二氧化硅绝缘层三个电极：栅极 G，源极 S，漏极 D一个附加电极：衬底电极 B2.1.2 工作原理：当 = 0 时，漏极与源极间为 N-P-N 所形成的两个串接的 PN 结，无论漏源GSV两极间加何种极性的电压，都有一个 PN 结外接反向电压，使漏极电流为零。即 = 0 时， =0。GSVDi形成导电沟道在栅极源极间加

18、正向电压，管内形成电场(该电场排斥空穴，吸引自由电GSV子)，使 Si 下 P 型半导体衬底内多子（空穴）被向下排斥，衬底表面暴露出负2O离子，形成空间电荷层耗尽层，图 2-3（a） 。当增大，电场强度进一步增强到一定程度时， P 型硅中的少子（自由电子）GSV被大量吸引到达衬底表面，使衬底表面形成一层以自由电子为多子的导电层反型层，图 2-3（b） 。 产生的反型层把源和漏极连接起来，形成宽度均匀的导电 N 沟道，自由GSV电子科技大学成都学院本科毕业设计论文4电子为沟道内主要载流子。图 2-3开启电压：TV 反型层刚形成时的 。GSV1当 时，形成导电沟道；GSVTVTV2当 时，反型层消

19、失，导电 N 沟道全 夹断；GSVTV3当 继续增大，反型层内的自由电子增多 N 沟道加厚， 沟道电阻GSV变小，在相同的下会越来越大。GSVDiMOSFET 靠改变反型层内的感应电荷的多少来改变沟道的宽度，实现对 iDGSV的控制： 电场 E 沟道宽度 沟道电阻 GSVDi 和导电沟道随和变化： （类似于JFET） DiGSVDSV设 并保持某固定值，加正偏电压 0，从 D 端到 S 端电位逐渐GSVTVDSV减低，D 端电位最高，S 端最低，从 S 端到 D 端的沟道宽度由宽变窄，形成非均匀沟道。图 2-4（a） 。1 值较小， = - DSVGDVGSVDSVTV沟道非均匀

20、，但沟道连续，近似认为沟道电阻不变，与近似近似线性关DiDSV系 ，但继续加大，D 端沟道变窄，沟道电阻增大， 随增加变缓，图 2-DSVDiDSV5 中的 OA 段，对应电路图 2-4（a） ，沟道未夹断。第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）5图 2-4图 2-52增大，使 = - = DSVGDVGSVDSVTVD 端的反型层消失， D 端的沟道厚度为 0，沟道预夹断，电路图 2-4（b） ，曲线图 2-5 中的 A 点。3增大，使 = - DSVGDVGSVDSVTV电子科技大学成都学院本科毕业设计论文6夹断点从 D 点向 S 点延伸，有效沟道长度减小，为沟道部分夹断

21、状态， 增大的部分基本降落在夹断区，未夹断的沟道电压基本保持不变基本不随DSVDi增加而上升，近似趋于饱和，图 2-5 中的 AB 段，电路图 2-4（c）：DSV 有效沟道长度 沟道电阻略有增大。这就是沟道的调制DSVDi效应。4再增大，经过 B 点后，使 D 和衬底间的 PN 结反向电压增大到击穿电压，DSV使 PN 结反向击穿，急剧增加 场效应管击穿。Di2.1.3 输出特性曲线： =f()=常数 （为一组曲线，对应不同的值）DiDSVGSVGSV1.不同的值下， 随变化都有图 2-5 所示的变化规律GSVDiDSV2.差异： 值一定，值（ ）越大，D 和DSVGSVTV 3.S 之间的

22、导电沟道越宽，沟道电阻越小， 越大Di4.预夹断方程： = - 图 2-6（b）中虚线DSVGSVTV5.输出特性曲线分为四个区域：可变电阻区： - ， 0DSVGSVTVGSVTV放大区： - ， 0DSVGSVTVGSVTV截止区： ， 0GSVTVDSV击穿区：2.1.4 转移特性曲线： =f( ) =常数 DiGSVDSV由电路测量获得；作图法：从输出特性曲线放大区做垂直线，得到与的一组值，在-DiGSVDi坐标系中描图。GSV第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）7表 2-1图 2-增强型MOSFET转移特性满足平方律关系： =k(-)2 DiGSV

23、TV 式中， k 是由 FET 材料和结构决定的常数,如： N 沟道增强型 MOSFET， k =0.5mA/ V2 P 沟道增强型 MOSFET， k =-0.025mA/ V正向参考极性的规定：Di电子科技大学成都学院本科毕业设计论文8 ：DS（ N 沟道增强型 MOSFET ）Di ：S D（P 沟道增强型 MOSFET ）Di2.2 N沟道耗尽型MOSFET2.2.1 结构与原理：N 沟道耗尽型 MOSFET 与 N 沟道增强型 MOSFET 类似；区别： N 沟道耗尽型在 SiO2 中掺入大量正离子，在 =0 时，衬底表面因正离子作DSV用感应出较多的自

24、由电子，形成反型层，即存在导电沟道。如 0，则产生电DSV流 。Di分析：加正栅极电压0， 电场 E 沟道宽度 RDS GSVGSV （ 一定时） ，但 IG=0（因 SiO2 绝缘层隔离作用）DiDSV图 2-8加负栅源电压0，负 E 沟道GSVGSV第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）9宽度 沟道电阻 反型层 Di结论：正或负的均对耗尽型 MOSFET 的 起控制作用。GSVDi夹断电压 ：PV反型层（原始导电沟道）刚消失时的 称为耗尽型 MOSFET 的夹断电压 Vp GSV。预夹断方程： = （与JFET相同）

25、DSVGSVPV耗尽型和增强型 MOSFET，在导电沟道形成后的原理完全相同，即 对导DSVGSV电沟道和 的影响经历从沟道连续预夹断部分夹断完全夹断反向击穿的Di过程变化。2.2.2 静态特性曲线 转移特性曲线N 沟道耗尽型 MOSFET 与 N 沟道 JFET 的区别：N 沟道耗尽型 MOSFET 可正可负；GSVN 沟道 JFET 只能为负；GSV 输出特性曲线：图 2-9分四个区： 可变电阻区、放大区、截止区、击穿区。电子科技大学成都学院本科毕业设计论文10表 2-2 N 沟道耗尽型 MOSFET 工作在各区的条件。表 2- P沟道MOSFE

26、T： 0 ，DSV P 沟道增强型： 0 ， （开启电压）0GSVTV P 沟道耗尽型： 可正可负， Vp （夹断电压） 0GSV 或 Vp 时沟道全夹断GSVTV 6类JET的转移特性曲线对比： 设正向为 DSDi规律： N 沟道管 或 Vp 时沟道全夹断GSVTV P 沟道管 或 Vp 时沟道全夹断GSVTV小结：JFET 与耗尽型 MOSFET 预夹断方程： = Vp ；DSVGSV 增强型 MOSFET 预夹断方程： = ；DSVGSVTV增强型 MOSFET 转移特性的平方律关系为： =k(-)2DiGSVTV JFET 与耗尽型 MOSFET 的转移特性的平方律关系为

27、： = SS (1/Vp)2DiDiGSV第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）11 N 沟道 0；N 沟道 Vp0 TV P 沟道 0；P 沟道 0TVPV图 2-102.3 FET的偏置电路2.3.1 偏置电路的作用：使其工作点（, ）偏置在静态特性曲线放大区，并使工作点稳定。DSVDi2.3.2FET偏置电路的共同规律：栅极电流 =0 ；Gi偏置在放大区的 FET，漏极电流只受栅源电压控制，与漏源电压DiGSV几乎无关；DSV主要参数SS ， 都是温度的函数，Q 点会随温度漂移；DiPVTV偏置电路应保证在正常的温度范围内 Q 点稳定。2.3.3 FET放大偏置规律：

28、电子科技大学成都学院本科毕业设计论文12表 2-3此表理解的关键点：反极性，同极性，双极性是指与的极性比；GSVDSV预夹断方程是未夹断与部分夹断的分界点；要使 FET 工作在放大区，将 = （或 ）中的“等号”改为DSVGSVPVTV“不等号” 0（或0） ，即使绝对值增大。DSVDSV2.3.4 自给偏压电路：栅极电阻 RG ：提供 FET 栅源极间的直流通路栅极电流=0 =0 GiGVRS 上的偏压即栅源电压： = =0 =-RS （1）GSVGVSVSVDi栅偏压由 FET 自身电流产生，称为自给偏压电路。DiJFET 在放大区的转移特性满足平方律关系： = IDSS (1/)2 （2

29、）DiGSVPV第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）13 图 2-11 图 2-12联立上述（1） （2）式求得和 。GSVDi注意：解关于或一元二次方程时有两个解值，由夹断电压或开启电压GSVDiPV的大小，对值取舍，舍去使沟道全夹断的，或对应的值。TVGSVGSVDi漏源电压：=VDD- (RD+RS) （3）DSVDi如果已知 JFET 的转移特性曲线，用负载线法作图可求和 。 图 2-GSVDi19无论 RS 取何值，都有 。GSVPV自给偏压电路的和反极性，只能用于 JFET 和耗尽型 MOSFET。 （增强型GSVDSVMOSFET 要求和同极性）GSVDSV自

30、给偏压电路的稳 Q 原理：直流负反馈T RDS DiSVGSVDi自给偏压电路问题： RS 越大，负反馈越强，Q 点越稳定；电子科技大学成都学院本科毕业设计论文14 RS 越大， 减小，某些交流参数如增量跨导 gm 越小，会影响 FET 的Di放大性能。矛盾解决办法：混合偏压电路。2.3.5 混合偏压电路 1 图 2-13： =0，R1 与 R2 串联，=VDDR2/(R1+R2) GiGV =-RS =VDDR2/(R1+R2) -RS （1）GSVGVDiDi由平方律关系： = IDSS (1/)2 （2）DiGSVPV联立（1） （2）解得和GSVDi =VDD- (RD+RS) （3）

31、 DSVDi2 图 2-14：在 R1 和 R2 分压点接入大电阻 RG ，提高输入阻抗，减小 R1 和 R2对输入阻抗的影响。图 2-13 图 2-14由 =0 = GiGVGV求 的方法与图 2-13 类似，但也有区别：增强型 MOSFET 的平方律DSVGSVDi关系应改为：=k(-)2DiGSVTV3 作图法求 Q 点： 将直流负载线= VDDR2/(R1+R2) -IDRS 画在转移特性曲线上，两曲线的GSV交点即 Q 点：（ ， ）GSVDi2 混合偏压电路的优点：RS 可以取较大值，使 Q 点稳定性优于自给偏压电路合理选择使较大，跨导 gm 较大DSVDi第 2 章 MOSTET

32、（金属-氧化物-半导体场效应管）155 注：选择不当时将使 JFET 的 PN 结正偏。GV2.4 FET交流参数与小信号模型2.4.1 交流参数 跨导 gm ：定义： gm 的大小表征 Q 点处的交流电流的控制作用。DiJFET 和耗尽型 MOSFET： = IDSS (1/)2 DiGSVPV代入 gm 公式求得： gm 的几何意义：转移特性曲线 Q 点的切线的斜率。P 沟道 FET：上式中的 IDSS 取负值。 可以证明： 增强型 MOSFET： =k(-)2 DiGSVTV所有 FET Q 点切线的斜率为正，所以，所有 FET 的 gm 0 漏极内阻rds

33、rds：从 FET 漏端看入的等效交流电阻。rds 的几何意义：输出特性曲线在放大区工作点 Q 处的切线斜率的倒数。 rds 反映沟道调制效应。 极间电容： 栅源电容 Cgs ；电子科技大学成都学院本科毕业设计论文16栅漏电容 Cgd；漏源电容 Cds；2.4.2 FET的小信号模型 =f(,) DiGSVDSV 在 Q 点处求的全微分：Di 而 是 FET 的交流参数 gm 是 1/rds 小信号条件下，diD，dvDS，dvGS 用 iD，代替。得：DSVGSV根据上式画出 FET 的低频小信号线性模型：图 2-15，注意：受控源 gmvgs 的方向为 DS。 FET 工作于

34、高频时，要考虑极间电容。画出 FET 的高频模型：图 2-16特点：各量用复数表示受控源用 表示第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）17图 2-15 图 2-16电子科技大学成都学院本科毕业设计论文18表 2-42.5 FET基本放大器FET 的三种组态：共源 CS，共漏 CD，共栅 CG2.5.1 共源CS放大器：解题方法1 求 Q 点参数（典型电路）2 画交流通路3 用 FET 的交流小信号模型画出等效电路4 用电路知识解电路，计算性能指标 电压增益 AV 电流增益 AI 输入电阻 Ri 源电压增益 AVS 输出电阻 R0第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场

35、效应管）19图 2-17图 2-18图 2-19电子科技大学成都学院本科毕业设计论文20图 2-20图 2-21第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）21图 2-22图 2-23 Cs = 0 时，求共源放大器 Ro 的电路2.5.2 共漏放大器（源极输出器） 性能指标的计算： 输入电阻 Ri 输出电阻 R0 电压增益 AV电子科技大学成都学院本科毕业设计论文22表 2-5：FET 基本组态放大器小结表 2-5（BJT 和 FET 两级组合放大器）图 2-24 共漏放大电路第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）23图 2-25 小信号等效电路图 2-26（b

36、）的另一种画法电子科技大学成都学院本科毕业设计论文24图 2-27 求共漏放大器 Ro 的电路图 2-28 CD-CE 组合放大电路第 2 章 MOSTET（金属-氧化物-半导体场效应管）25图 2-29 中频段交流通路图 2-30 直流通路电子科技大学成都学院本科毕业设计论文262.6 FET和BJT的比较2.6.1 三个电极的对应关系：1 FET G b BJT S e D c 二者的导电机理不同，FET 受温度的影响小。2 FET 为电压控制器件，FET 的输入电阻大；BJT 为电流控制器件，3 FET 未夹断时可做压控可变电阻；4 放大区中 FET 和 BJT 的电流关系：P122 图

37、 2-375 MOSFET 制造工艺比 BJT 简单，集成度高，应用广，FET 主要作恒流源偏置和差动输入级放大管；6 MOSFET 易损坏，BJT 不易损坏7 各管的工作频率越做越高图 2-31 FET 和 BJT 的电流关系第 3 章 HSPICE27第3章 HSPICE3.1 HSPICE简介随着微电子技术的迅速发展以及集成电路规模不断提高，对电路性能的设计要求越来越严格，这势必对用于大规模集成电路设计的 EDA 工具提出越来越高的要求。自 1972 年美国加利福尼亚大学柏克莱分校电机工程和计算机科学系开发的用于集成电路性能分析的电路模拟程序 SPICE（Simulation Progr

38、am with ICEmphasis）诞生以来，为适应现代微电子工业的发展，各种用于集成电路设计的电路模拟分析工具不断涌现。HSPICE 是 Meta-Software 公司为集成电路设计中的稳态分析，瞬态分析和频域分析等电路性能的模拟分析而开发的一个商业化通用电路模拟程序，它在柏克莱的 SPICE（1972 年推出） ，MicroSim 公司的PSPICE（1984 年推出）以及其它电路分析软件的基础上，又加入了一些新的功能，经过不断的改进，目前已被许多公司、大学和研究开发机构广泛应用。HSPICE 可与许多主要的 EDA 设计工具，诸如 Candence,Workview 等兼容，能提供许

39、多重要的针对集成电路性能的电路仿真和设计结果。采用 HSPICE 软件可以在直流到高于100MHz 的微波频率范围内对电路作精确的仿真、分析和优化。在实际应用中，HSPICE 能提供关键性的电路模拟和设计方案，并且应用 HSPICE 进行电路模拟时，其电路规模仅取决于用户计算机的实际存储器容量。3.2 HSPICE 的特点与结构HSPICE 除了具备绝大多数 SPICE 特性外，还具有许多新的特点，主要有：优越的收敛性精确的模型参数，包括许多 Foundry 模型参数层次式节点命名和参考基于模型和库单元的电路优化，逐项或同时进行 AC，DC 和瞬态分析中的优化具备蒙特卡罗（Monte Carl

40、o）和最坏情况（worst-case）分析对于参数化单元的输入、出和行为代数化具备较高级逻辑模拟标准库的单元特性描述工具对于 PCB、多芯片系统、封装以及 IC 技术中连线间的几何损耗加以模拟在 HSPICE 中电路的分析类型及其内部建模情况如图 3-1 和图 3-2 所示：电子科技大学成都学院本科毕业设计论文28图 3-1 HSPICE 的电路分析类型 图 3-2 HSPICE 的内部建模技术集成电路设计中的分析和验证是一种典型的围绕一系列结构的试验和数据管理。在电路性能分析中，一般都要在不同应用条件下，根据需要加入各种容差和限制后进行直流分析（.DC） 、交流分析（.AC）和瞬态分析（.T

41、RAN） 。HSPICE 模拟时的程序结构如图 3-3 所示：第 3 章 HSPICE29图 3-3 HSPICE 模拟时的程序结构HSPICE 能够通过不同的源文件去访问各种输入和模拟控制信息，并绘制和输出有关节点的分析曲线和结果。图 3-4 表示了 HSPICE 模拟过程中各数据的状态。电子科技大学成都学院本科毕业设计论文30 图 3-4 HSPICE 模拟过程各数据状态3.3 HSPICE的输入与输出文件HSPICE 根据输入网表（netlist）文件运算并产生仿真结果，仿真结果存储在输出列表文件或图形数据文件之中。HSPICE 读或写的文件都与当前的电路设计有关，而且都采用电路设计名作

42、为前缀。一般情况下，与一个设计有关的所有文件都存放在同一目录下面。3.3.1文件名的后缀1 HSPICE 输入文件配制文件 meta.cfg初始化文件 hspice.ini直流工作点初始化文件 .ic输入网表文件 .sp库输入文件 模拟转移数据文件 .d2a2 HSPICE 输出文件输出列表 .lis 或由用户自己定义瞬态分析结果 .tr#+瞬态分析测量结果 .mt#直流分析结果 .sw#+直流分析测量结果 .ms#交流分析结果 .ac#+交流分析测量结果 .ma#硬拷贝图形数据 .gr#+数字输出 .a2d第 3 章 HSPICE31FFT 分析图形数据 .ft#+子电路交叉列表 .pa#输

43、出状态 .st#工作点节点电压（初始条件） .ic# ：代表扫描分析序号或者硬拷贝文件序号，一般从 0 开始。+：表示在用.POST 语句产生图形数据后该文件才被确立。+：表示该文件需要一个.GRAPH 语句或有一个针对 meta.cfg 文件中存在的文件的地址计数器。该文件在 HSPICE 的 PC 版中不产生。+：表示只有当应用了.FFT 语句后该文件才被确立。3.3.2 输入网表文件输入网表文件和库输入文件能够由一个线路网表转换器或用一个文本编辑器产生。1.写输入网表文件的规则输入网表文件的第一个语句必须是标题行，最后一个语句必须是.END 语句，它们之间的语句次序是随意的，除非是续行（

44、行首有“”的行）必须接在要接下去的行后面，最后值得注意的是.ALTER 子模块必须紧跟文件的结尾并出现在.END语句前。注释行可加在文件中的任何地方。2. 输入文件的编辑(a)HSPICE 采用自由格式输入。语句中的域由一个或多个空格，一个 Tab，一个逗号， 一个等号或一个左/右圆括号分开。(b)除 UNIX 系统中的文件名外，不予区分大写或小写字母。(c)每行语句长度限于 80 个字符以下。(d)一个语句如在一行写不下，可以用续号继续下去。续行以“+”作为第一个非数值、非空格字符。(e)输入网表文件不能被“打包” ，也不能被压缩。(f)输入网表文件中不要采用特殊的控制字符。电子科技大学成都

45、学院本科毕业设计论文323.3.3 输出列表文件电路模拟运行的结果和输入网表都被放入输出列表文件。输出列表文件被自动地取与指定的输入列表文件相同的前缀，不同的仅是带有“.lis”后缀。如输入列表文件为 netlist.sp,则输出列表文件为 netlist.lis。输出列表文件包含了由输入列表文件中的.PLOT、.PRINT 以及分析语句指定的模拟结果。例如输入列表文件包含了多于一次的模拟运行（通过采用.ALTER、.INCLUDE、.DATA 等语句） ，输出列表文件中也包含了每一次模拟运行的结果。3.3.4 数值比例因子HSPICE 中的数值可以是整形数、浮点数。一个整形数或浮点数后跟随一

46、个整形指数（如 1e-14,2.65e3,但不能是 1e-3pf）或者一个整形数或浮点数后跟随一个以下列出的数值比例因子:MI=25.4E-6 FT=.305 DB=20lg10 F=1e-15图 3-5 HSPICE 模拟流程第 3 章 HSPICE33电路性能分析和控制语句对电路性能进行分析，进而对电路设计起到指导性作用，这是电路模拟的意义所在。电路的性能分析包括：直流分析（直流工作点、直流扫描分析、灵敏度分析、小信号输出函数分析等） ；交流分析（交流小信号分析、小信号失真分析、交流噪声分析等） ；瞬态分析（瞬态分析、富利叶分析等）及蒙特卡罗（Monte Carlo）分析和最坏情况（WAS

47、T CASE） 、温度特性等分析。本章主要介绍 HSPICE 电路模拟中的一些主要分析语句和控制语句。HSPICE 中的所有分析和控制语句都必须以“.”开头，各语句间的次序可随意且可多次设置。3.4直流工作分析语句3.4.1直流工作点分析.OP当输入文件中包含了一个.OP 语句时，HSPECE 软件将去计算电路的直流工作点，.OP 语句也可能在进行瞬态分析时产生一个直流工作点作为瞬态分析的初始条件。此语句在进行电路直流工作点计算时，电路中所有电感短路，电容开路。值得注意的是，在一个 HSPICE 模拟中只能出现一个.OP 语句。一般形式： .OP 其中：format 是下述关键字中的任何一个（

48、只有第一个自号有效的，缺省值为ALL）：ALL 提供全部工作点值，包括电压、电流、电导和电容等值。BRIEF 每一个元件都产生一行电压、电流和功率值，电流单位是 mA ，功率单位是 mw。CURRENT 提供一种带有元件电流和功率的电压表格样式的简明结果。DEBUG 此参数同上只有在模拟结果不收敛的情况下才由程序来调用。并能调整打印出收敛节点的新、老电压以及不收敛的程度（容差） ，它也能打印出带容差值的不收敛元件。NOTE 禁止节点和元件打印输出，但允许执行时附加分析规定 。VOLTAGE 仅提供电压输出表格形式。对上述关键字有一点值得特别注意，这些关键字互相不兼容，同一时间只能用电子科技大学

49、成都学院本科毕业设计论文34一个关键字定义。time 这个参数直接跟在 All、Voltage、Current 或 DEBUG 等参数后面 ，用来确定这些参数值输出打印的时间 。下面给出两个进行直流工作点分析的例子：例 1：.OP .5NS CUR 10NS VOL 17.5NS 20NS 25NS在例 1 中计算了直流工作点，并要求在 0.5ns 时打印出所有直流工作点值，此外电流在 10 ns，电压在 17.5 ns、20ns 以及 25 ns 时进行瞬态分析。3.4.2直流扫描分析.DC该语句规定了直流传输特性分析时所用的电源类型和扫描极限。在直流分析中，.DC 语句可进行a. 直流参数

50、值扫描b. 电源值扫描c. 温度范围扫描d. 执行直流蒙特卡罗分析（随机扫描）e. 完成直流电路优化f. 完成直流模型特性化.DC 语句具体格式取决于实际应用需要，下面给出了一些应用格式：(1)直流扫描或直流参数化扫描.DC var1 START=start1 STOP=stop1 STEP=incr1或 .DC var1 START= STOP =+ STEP=或 .DC var1 start1 stop1 incr1 .DC var1 start1 stop1 incr1 (2)数据驱动扫描第 3 章 HSPICE35.DC var1 type np start1 stop1 或 .DC

51、DATA=datanm 或 .DC DATA=datanm(3)蒙特卡罗分析.DC var1 type np start1 stop1 或 .DC MONTE=val(4)优化.DC DATA=datannm OPTIMIZE=opt_par_fun+ RESULTS=measnames MODEL=optmod或 .DC var1 start1 stop1 SWEEP OPTIMIZE=OPT+ RESULTS=measnames MODEL=optmod其中：DATA=datanm .DATA 语句的参考名 incr1 电压、电流、分量模型参数或温度的增量 MODEL 用于优化分析的.MO

52、DEL OPT 语句中所规定 34 的优化参考名ODEL=val 表示一个随机产生数，用来从某一分布选择参数，这个分布可以是高斯分布、均匀 分布或者是随机分布 np 以十进制或倍频程变化的点的数目，也可以是代表上述关键字的数字 OPTIMIZE .PARAM 语句中用于优化所规定的参数参考名RESULTS .MEASURE 语句中用于优化所规定的量度名 start1 起始电压、电流、分量模型参数或温度值 stop1 终止电压、电流、分量模型参数或温度值值得注意的是若“type”用“POI” ，则一个参数值表将替代“start” 、 “stop”SWEEP 表示具有不同变量类型（DEC、OCT、

53、LIN、POI、DATA 语句或 MONTE=val）的第二次扫描的关键字TEMP 表示进行温度扫描的关键字type 可以用下列任何一个关键字表明扫描类型DEC 十进制变量（变量按十个一组的数量级变化进行扫描OCT 倍频程变量（变量按倍频程规律变化进行扫描）LIN 线性变量（变量按线性规律变化进行扫描）电子科技大学成都学院本科毕业设计论文36POI 参数点表（按所列参数点表进行扫描var1 可以是独立电压源或电流源名，任何分量或模型的参数，也可以是用来表明温度扫描的关键字“TEMP”。3.4.3直流灵敏度分析.SENS如果在输入文件中包括了一个.SENS 语句，HSPICE 将对每一个规定的的

54、输出变量相对于相关的电路参数做直流小信号灵敏度分析。灵敏度测量就是一个输入变量相对于给定的电路元件参数在工作点附近求偏微分并加以归一化的过程。因此，所有元件的灵敏度总和是100，HSPICE 能对电阻、独立电压源、独立电流源、二极管及双极型晶体管做直流小信号灵敏度分析。每一次电路模拟中只能执行一个.SENS 分析，若输入文件中有多个.SENS 语句，则HSPICE 只执行最后一个.SENS 语句。一般形式：.SENS ov1 其中：ov1 ov2 代表直流灵敏度分析中的分支电流或节点电压。例：SENS V(9) V(4,3) V(17) I(Vcc)3.4.4 直流小信号出数函数分析.TF直流

55、小信号传输函数.TF 定义了直流小信号分析中输出与输入的比值，输入电阻值和输出电阻值。每一次电路模拟过程中只能用一个.TF 语句，若输入文件中有多个.TF 语句，则HSPICE 只执行最后一个.TF 语句在上述第一个例子中，HSPICE 计算了V(5,3)对VIN 的比值，在VIN 端的输入电阻及节点5 和节点3 之间的小信号输出电阻。3.4.5 极零点分析.PZHSPICE 中提供了一种供电路进行极点和零点分析的语句。在pole/zero 分37析中，其分析网络用它的网络传输函数来描述，对于任何线性时间恒定的网络，其传输函数表示为：它是输出函数n(s)的拉普拉斯变换N(s)与输入函数d(x)

56、的拉普拉斯变换D(s)的比。当H(s)的分母等于零的特征方程的根Pj(j=1,2,.,m)被称为传输函数的极点。第 3 章 HSPICE37H(s)的分子等于零的特征方程的根Zi(i=1,2,.,m)被称为传输函数的零点。利用零点和极点，系统的传输函数可以写成另一种形式：.PZ 语句的一般形式：.PZ output input其中：PZ 表示进行极/零点分析input 表示输入源，可以是任何独立电压或电流源名output 代表输出变量，可以是任何节点电压V(n)或支路电流I(elementname)例： .PZ V(10) VIN.PZ I(RL) ISORC.PZ L1(M1) VSRC3.

57、5 交流分析语句3.5.1交流小信号分析.AC交流小信号分析时，HSPICE 将交流输出变量作为指定频率的函数来加以分析计算。分析时HSPICE 首先求直流工作点，作为交流分析的初始条件，这时HSPICE 将电路中所有非线性器件变换成线性小信号模型，电容和电感则被换算成相应的导纳值：YC=jwc 和YL=1/jwl。HSPICE 允许电阻有不同的直流和交流值。若在电阻描述语句中定义了AC=，则在直流工作点计算时用直流电阻值，但在交流分析时则用交流电阻值。这对于分析运算放大器特性十分便利，因为在进行运放直流工作点计算时，可以用一个低阻值直流电阻构成反馈式单位增益结构来进行计算，而在运放交流分析时

58、，可以用一个高阻交流电阻构成开环形式来进行交流分析。交流分析允许对下述参数进行扫描分析：（a）频率（b）分量（c）温度（d）模型参数电子科技大学成都学院本科毕业设计论文38（e）随机分布（蒙特卡罗分析）（f）优化及交流设计分析.AC语句形式视具体的应用情况而定，下面给了几种应用情况的语句形式：（1）单/双扫描.AC type np fstart fstop或 .AC type np fstart fstop 或 .AC type np fstart fstop 或 .AC var1 START= STOP=+ STEP=或 .AC var1 START=start1 STOP=stop1 ST

59、EP=incr1（2）参数化扫描：.AC type np fstart fstop 或 .AC DATA=datanm（3）优化扫描.AC DATA=datanm OPTIMIZE=opt_par_fun+ RESULTS=measnames MODEL=optmod（4）随机/蒙特卡罗分析：.AC type np fstart fstop 其中：DATA=datanm .AC 语句中涉及到的数据名：incr 代表电压、电流、分量或模型参数增量。值得注意的是，若“type”变量在语句中被设置，则“np”值将替代“incr”值。fstart 表示起始频率。fstop 表示中止频率。如果“POI”

60、变量在语句中被设置，则一个频率值表将替代“fstart”和第 3 章 HSPICE39“stop”设置MONTE=val 表示一个随机产生数，用来从某一分布选择参数，这个分布可以是高斯分布、均匀分布或者是随机范围分布。np 以十进制或倍频程变化的点的数目，也可以是代表关键字的数字。start 起始电压、电流、任何分量或模型参数值。stop 中止电压、电流、任何分量或模型参数值。SWEEP 表示在.AC 语句中第二个扫描的关键字。TEMP 表示进行温度扫描的关键字。type 可以用下列任何一个关键字表明的扫描类型：DEC 十进制变量（变量按十个一组的数量级变化进行扫描）39OCT 倍频程变量（变量按倍频程规律变