低压大电流反激式同步整流开关电源的研究与设计唐国林(电子)

1、研究生课程考试答题册得 分：姓 名 唐国林学 号 2014261587考试课程 电源变换技术课程编号 09G116考试日期 2015年1月9日 西北工业大学研究生院低压大电流反激式同步整流开关电源的研究与设计摘 要近年来，随着电子技术的快速发展，使得低电压、大电流电路为未来主要发展趋势。低电压、大电流工作有利于提高工作电路的整体功率，但同时也给电路设计带来了新的问题。传统的变换器中常采用普通二极管或肖特基二极管整流方式，在低压、大电流输出的电路中，应用传统二极管整流的电路，其整流的损耗比较大，工作效率比较低。一般普通二极管的压降为1.01.3V,即便应用压降较低的肖特基二极管(SBD)，产生压

2、降一般也要有0.5V左右，从而使整流的损耗增加，电源的工作效率降低，已经不能满足现代开关电源高性能的需求。因此，应用同步整流(SR)技术可达到此要求，即应用功率MOS管代替传统的二极管整流。由于功率MOS管具有导通电阻很低、开关时间较短、输入阻抗很高的特点，很大程度的减少了开关功率MOS管整流时的损耗，使得工作效率有一个显著提高，因此功率MOS管以成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。要想得到经济、高效的变换器，同步整流技术与反激变换器电路结合将会是一个很好的选择。反激变换器拓扑电路的优点是电路结构简单、输入与输出电气隔离、输入、输出工作电压范围较宽，可以实现多路的输出，因而在高电压、低电流

3、的场合应用广泛，特别是在5200W电源中一般采用反激变换器。本文介绍了采用同步整流技术的低压、大电流输出的反激式变换器的设计，比较了在不同模式下反激变换器的工作方式，对反激式电路、同步整流电路进行了研究与分析，并且分别介绍了采用同步整流技术的开关电源各部分的工作原理。本文对反激式同步整流电路进行了理论上的分析，并设计了一块85265V电压输入，3V/10A输出的反激式开关电源。应用VIPer53电源集成芯片，副边采用功率MOSFET进行整流，通过结果可以看出，在低电压、大电流输出的电路中，应用同步整流技术可以显著地提高开关电源的工作效率，在低压、大电流开关电源中具有明显的市场实用。关键词：同步

4、整流；反激变换器；软开关；MOSFET; VIPer53AbstractResent few years, has witnessed that the development of electronic technology, make the working voltage of the circuit is more and more low, current is bigger and bigger. Low voltage work is helpful to reduce the overall power consumption of the circuit, but it pu

5、ts forward a new problem to the power supply design. The traditional converter often adopts the ordinary diodes or Scotty diode rectifier, in the case of low voltage, high current output, rectifier diode conduction voltage drop is higher，especially the wastage of the output rectifier. Fast recovery

6、diodes (FRD) or super fest recovery diode (SRD) of the pressure drop can be up to 1.01.2V，even with low pressure drop of the Scotty barrier diode (SBD)，also produces about 0.5 V voltage, lead to rectifying loss increases, power efficiency decline, has been unable to meet the low voltage high current

7、 switching power supply the need of high efficiency and small volume. In this case, it's necessary to adopt synchronous rectifier (SR) technology，which uses the power MOSFET instead of the traditional or conventional diode for rectifier Scotty diodes. Due to the low power MOSFET turn-on resistan

8、ce, switch time is short, high input impedance，it greatly reduces the wastage of the switching converter rectifier, improve work efficiency, so it becomes a low-voltage high-current power converter rectifier device of choice. Synchronous rectifier technology combined with the appropriate circuit top

9、ology, low-cost high-efficiency converter can be obtained. The flyback converter circuit has advantages of simple topology, input and output electrical isolation, voltage rise/drop range is wide, multiplexed output easily, therefore it is widely used in high voltage, small power occasions, widely us

10、ed in the 5150w power supply. This paper introduces the design of flyback converter with low voltage and large current based on synchronous rectification, compares the flyback converter with different operation mode, and researches the flyback circuit, synchronous rectification technology. And this

11、paper introduces the principle of Synchronous Rectifier Reverse Converter.This paper analyses the flyback synchronous rectifier circuit theoretically, and establishes analysis of mathematical models, and it designs a 85265V input, single flyback switch power output of 3V/10A. Adopt the VIPer53 power

12、 IC and the power of the MOS by side to implement the rectifier output. Both the theoretical analysis and experimental results test and verify that Synchronous rectification in low voltage high current circuit has the obvious effect to improve the efficiency of the switch power supply, and flyback s

13、ynchronous rectifier circuit has great practical value in the low voltage and high current switching power supply of small power.Key words: Synchronous rectification; Flyback converter; Soft switch; MOSFET;VIPer53目 录摘 要1Abstract2目 录3第一章 引 言41.1 选题的背景和意义41.2 低压大电流开关电源未来的发展新技术41.3 本课题的主要研究方向与工作内容61.3.

14、1 本课题创新点61.3.2 本课题难点61.3.3 本课题主要技术指标6第2章 反激式变换器工作原理72.1 反激变换器的工作原理72.2 DCM与CCM模式反激变换器的比较8第三章 同步整流技术103.1 同步整流技术发展103.2 同步整流技术与传统整流技术的比较10第4章 高性能3V/10A反激式同步整流的开关电源设计124.1 AC-DC开关电源旳方框图124.2 开关电源主电路设计124.2.1 防雷保护电路124.2.2 EMI 电路134.2.3 滤波与整流电路134.2.4 RCD钳位吸收电路144.2.5 RCD钳位电路的设计144.2.6 高频变压器的设计154.2.7

15、绕制变压器注意的一些问题194.3 开关电源的控制电路204.3.1 反馈电路204.3.2 TL431 芯片204.3.3 光耦PC817芯片214.3.4 集成电源芯片VIPer53214.4 反激同步整流驱动电路选择214.5 3V/10A反激式同步整流AC-DC开关电源的电路原理图22第5章 结论与展望23参考文献24第一章 引 言1.1 选题的背景和意义随着电子技术发展，电子系统广泛应用于各种电子设备当中。电源是所有电子设备都不可或缺的，而电子系统的安全可靠性能很大程度上取决于电源性能的优劣。未来电源将朝着重量轻、体积薄、成本低和高效率的方向发展，开关电源恰好符合上述要求。随着电子元

16、器件的快速发展，开关电源的应用越来越广泛，未来开关电源将沿着集成度更高，功耗更低，电路更加简单，工作更加可靠的方向发展4。近年来，随着各种专用的低电压、大电流电路的应用越来越多，如工作电压3.3V的微处埋器、数字信号处理器等，使得低电压、大电流输出的开关电源日益成为一个重要的研究方向。低电压、大电流工作方式有利于提高电路的整体效率，但同时也给电源设计带来了新的困难。传统的开关电源中常釆用普通二极管或肖特基二极管进行整流，在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通电压较大，整流管输出的功耗较高。普通的二极管用作整流时，整流压降一般为1.01.2V，即便应用压降很低的肖特基二极管(SBD)进行

17、整流，整流时产生的压降也要有0.5V左右，整流时产生的损耗较大，影响电源工作效率，对于低压、大电流开关电源高效率、小体积的需求，显然已达不到要求。因此，应用同步整流(SR)技术，即采用功率MOSFET代替传统的肖特基二极管或普通二极管进行整流。由于功率MOSFET相比于传统二极管具有的导通电阻极低、开关时间很短、输入阻抗很高的特点，开关变换器在整流时产生的损耗将很大程度上降低，有助于工作效率的提高，因此在低压大电流功率变换器中，功率MOSFET成为首选的整流器件2。1.2 低压大电流开关电源未来的发展新技术为了实现高性能的AC/DC变换器的设计，近年来在此领域不断发展并涌现出很多新的技术，大体

18、如下所示：1)有源钳位技术钳位电路的作用是将开关电源工作时产生的尖峰电压钳制在一定的范围之内，起到保护功率开关管作用。钳位电路分为有源钳位和无源钮位。普通的R、C、VD型电路属于无源钳位电路，优点是电路结构简单，可以吸收由高频变压器漏感产生的尖峰电压，但是其本身消耗的损耗较大，降低了电源的效率。有源钳位是由美国VICOR公司发明的一项专利，可以显著的降低开关电源的功率损耗。2)同步整流技术同步整流(SR)是在20世纪末产生发展起来的。它釆用导通电阻极低的功率MOS管代替传统的整流二极管或肖特基二极管，以降低输出整流损耗。同步整流电路采用功率MOS管作为整流器件，栅极电压与被整流电压的相位必须保

19、持同步，才可以实现同步整流的功能，故称为同步整流。安森美半导体公司生产的MOSFET场效应晶体管同步整流器，正向压降仅为0.20.4V，反向恢复时间仅为100ns5。3)软开关技术软开关技术是通过电容与电感的谐振作用，开关器件中的电流和电压按照正弦或准正弦的规律变化。电流过零时，开关管器件截止；电压过零时，开关管器件开通，理论上实现开关管的零损耗，不仅可以改善开关电源的效率，还可以保护功率MOS管4。软开关技术可以很大成度的降低功率开关器的开关损耗，是实现开关电源高频化的一项重要技术，因此在开关电源中软开关技术得到了越来越多的应用。4)磁放大器稳压技术磁放大器由取样电路、基准电压源、磁复位控制

20、电路、可控磁饱和电感器在稳压电路中的作用等效于可控磁开关，只有改变磁复位的延迟时间，即可精细调节脉冲宽度，达到精密稳压目的。因此，磁放大器可看为是一个外部脉宽调制器。在正、负压对称输出式开关电源中，利用磁放大器稳压电路不仅能提高稳压精度，还能显著改善交叉负载调整率。5)单片开关电源应用新技术随着单片开关电源的应用日益普及，在电路设计中也开始采用一些新技术：StackFETTM(叠加场效应管)技术。为避免损坏内部的MOS管，在其漏极上叠加一只高压功率MOS管，作为外部的MOS管。超宽输入范围的工业控制电源的设计。为了保证电路可以在极低的交流电压输入时也可以正常工作，需要在外部增加一个悬浮式高压恒

21、流源，以便在低压输入时给电路继续供电。无源填谷电路。无源填谷电路的特点是利用填谷电路来大幅度增加整流管的导通角，通过把谷点填平，把输入尖峰脉冲电流变为近视正弦波的电流，其优点是电路结构简单、成本较低，功率因数补偿效果显著5。6)高可靠性、模块化设计电源模块是采用微电子技术把电源集成电路与微型电子元器件组装为一体，来完成某种特定的功能。其优点为：电路的设计简化；工艺技术先进，可以提高整机合格率和可靠性；缩小电源体积5。7)新型高频功率半导体器件及磁性材料功率场效应管(MOSFET)，超快恢复二级管，绝缘栅双级晶体管(IGBT),无感电容，无感电阻，新型铁氧体材料，纳米软磁金属等，新型器件和材料的

22、出现加快了开关电源的升级换代。例如功率MOS管和IGBT已完全可代替功率晶体管和中小型电流管，使AC/DC开关电源的频率可达到400KHZ和DC/DC开关电源的频率可达到1MHz，从而实现了开关电源高频化。1.3 本课题的主要研究方向与工作内容1.3.1 本课题创新点(1)在传统的开关电源拓扑结构中进行改进，用有源钳位软开关技术，降低开关损耗，电路采用VIPer53系列单片开关电源集成芯片，可以达到85%以上，甚至更高的效率。(2)在开关电源输出端使用功率MOS管进行整流(同步整流)，代替传统的肖特基二极管整流，减小了输出端的整流损耗，提高了开关电源的效率。采用TL431可调式精密稳压器与PC

23、817光藕组成的反馈电路，构成外部误差放大器，对输出电压进行精准的调整，稳压性能最佳。1.3.2 本课题难点(1)开关频率较高，高频变压器绕制相对比较复杂。(2)目前在反激式AC-DC开关电源中使用同步整流技术仍还不够成熟，没有大批量的进入市场，如何稳定的控制后端同步整流技术仍需进一步发展研究。1.3.3 本课题主要技术指标(1)输入电压：85265V(2)工作频率：l00Hz(3)输出电压：3V(1±3%)(4)输出电压：10A(5)稳定度：大于或等于99%(6)输出纹波：小于或等于80mV(7)整机效率：85%(8)保护功能：输入过压、欠压，输出过流保护等。第2章 反激式变换器工

24、作原理2.1 反激变换器的工作原理反激变换器一般主要用于中、小功率的开关电源当中。在应用电路中，反激变换器可分为两种工作模式，一是不连续导通模式(DCM模式)，二是连续导通模式(CCM模式)。两种工作模式各有其自身的优缺点，根据反激式开关电源设计的要求，合适的选择工作模式将可以实现开关电源最优化的设计，本文将要着重探讨工作模式的问题。反激变换器的电路拓扑如图2.1所示，开关管Q1导通吋，此时变压器等效为电感，用于存储能量，此吋等效为纯电感，流经电感的电流线性上升，幅值电流为。此吋斜率为，变压器储存的能为： (2.1)式中，E的单位为焦耳，的单位为亨利，的单位为安培。开关管Q1截止时，由于电感电

25、流不能突变，在开关管Q1关断瞬间，变压器将初级储存的能量传送到次级，提供负载电流，同时对电容C1进行充电，以补偿电容C1在Q1导通时提供负载电流时所消耗的能量。次级电流幅值为：。图2.1反激变换器电路拓扑图2.2 电感和上的电流波形根据电感电流是否连续，反激变换器可以分为：不连续导通模式(DCM).连续导通模式(CCM)。不同工作模式下，其电感电流波形图如图 2.2所示，图中为变压器原边绕组电感电流，为变换器副边绕组电感电流，D为占空比，为开关周期。在开关管导通过程中，变压器的磁通增量与反激过程中的磁通变化量相同，有由公式可以得出，在磁通增量相等的工作点上，变压器原边、副边绕组的伏-秒值相同。

26、电路工作过程：S开通以后，VD处于断态，N1绕组的电流线性增长，电感储能增加；S关断后，N1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过N2绕组和VD向输出端释放。S关断后的电压为： (2.2)反激电路工作模式：电流连续模式：当S开通时，N2绕组中的电流尚未下降的零。输出电压关系： (2.3)2.2 DCM与CCM模式反激变换器的比较CCM工作模式与DCM工作模式CCM工作模式的主要优点是初、次级绕组电流相对于后者较小，输出损耗较小、工作效率较高；缺点是变压器的体积比较大DCM工作模式主要优点是变压器的体积相对于前者较小；缺点是初次级电流相对前者比较大，输出性能较差，输出端需要大型的LC滤波器，工

27、作效率较低。所以，选取适当的工作模式对降低开关电源损耗，提高工作效率有着极其重要的作用。本文设计要求在空载时，开关电源工作在DCM模式；满载时，开关电源工作在CCM模式。 第三章 同步整流技术3.1 同步整流技术发展随着高速超大规模的集成电路的尺寸越来越小，要求集成电路的损耗越来越小，供电的电源电压不断下降，而供电电流越来越大。整流损耗现在已经成为开关电源的主要损耗。为了提高电源的变换效率，必须降低输出整流电路的损耗，MOSFET管具有低导通电阻，采用MOSFET管进行输出整流将会很大程度上降低整流损耗，提高电源的工作效率。输出端釆用MOSFET管进行整流的电路称为同步整流电路。物理特性的极限

28、值使二极管的正向压降难以降到0.3V以下。相反，可以通过加大硅片的尺寸或者并联分离MOSFET器件的方法来降低MOSFET管的导通电阻。从上世纪80年代开始，国际电源界开始研究设计同步整流技术，用导通损耗小的MOSFET管来替代快恢复二极管或肖特基二极管，在低压大电流的电源中应用比较多，伴随着市场上电源变换器的输出电压越来越低，同步整流技术的应用将变得越来越广泛。与普通二极管相比，同步整流电路具有低正向压降、高截止电压、小反向电流和整流损耗低等优点。现在同步整流MOSFET管的制作工艺技术已经取得了突破性的进展，MOSFET管导通电阻下降了原来的1/5，如IR公司的IRF1404，其导通电阻只

29、有4m。同步整流的工作频率最高可达到200kHz，同步整流技术提高了开关电源的整流效率，使得低压、大电流、小体积的开关电源的生产变得更加便利10。3.2 同步整流技术与传统整流技术的比较(1)传统整流技术的不足在传统整流电路中，低电压、大电流开关电源选择整流管时，一般首选肖特基二极管。肖特基整流二极管的导通压降大约为0.5V，但是当输出电压较低时，采用肖特基二极管整流的电源的整流损耗较大，5V输出时，效率一般可达到85%，3V输出时，效率降为80%，更低的1.5V输出时，效率仅有65%左右，显然以达不到社会对高品质电源的要求需要。现代高速超大规模的集成电路尺寸不断减小，电源的电压不断下降，如笔

30、记本电脑、适配器的电源电压以下降到2.53.3V，甚至更低达到1.51.8V。采用肖特基二极管或者超快恢复二极管作为输出整流管时，其整流管的正向压降有0.40.6V,甚至达到1V以上。在输出电压低于3V的开关电源中，其整流损耗将达到总损耗的50%，甚至更高。下表3.1为采用肖特基二极管应用在低压大电流开关整流时，电源的损耗分析，其中为肖特基二极管正向压降，为输出电压，为肖特基二极管的损耗，为输出功率。表3-1 电源的损耗分析5V3V1.8V1.5V/8%12%22%27%从表3.1中可以看出，应用肖特基二极管作为输出整流管时，输出电压越低，肖特基二极管的损耗在总损耗的比例/越大。(2)采用同步

31、整流MOSFET管的优点功率MOSFET管的通态电阻，正向压降都很小，例如当输出电流I=20A，功率MOSFET管的正向压降仅为0.12V,通态电阻=6m ,功耗损失为2.4W;而肖特基二极管的正向压降=0.34V，功耗损失高达6.8W。因此，在低压大电流的开关电源中，用通态电阻。正向压降都很小的功率MOSFET管代替肖特基二极管，可以提高开关电源的工作效率。下表3.2为功率MOSFET管应用在低压大电流开关电源整流中，开关电源的损耗分析。表3-2开关电源的损耗分析5V3V1.8V1.5V/1%3%5.6%6.7%表3.2中可以看出，即使输出电压降为1.5V，应用功率MOSFET管进行输出整流

32、，其功率MOSFET管的整流损耗在总损耗的比例Pf/PO也仅为6.7%。随着开关电源的输出电压越来越低，同步整流技术的应用已经引起了人们广泛的关注。与传统的肖特基二极管相比，同步整流MOSFET管除具有正向压降小优点外，还具有关断电压高、反向电流小等优势。因此，在低电压、大电流、高频率、高功率密度的开关电源中，同步整流MOSFET管有很好的发展应用前景10。第4章 高性能3V/10A反激式同步整流的开关电源设计4.1 AC-DC开关电源旳方框图本文设计的样机将釆用同步整流管进行后端的整流，釆用意-法半导体有限公司（SGS-Thomson)的VIPer53芯片，其内部包含振荡器、降压器、电流检测

33、比较器、FPM锁存器、高增益E/A误差放大器、适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路控制电压源和过流保护电路。芯片高集成度，外围电路结构简弟，应用于输入85265V、50Hz的交流电，可以应用在各种开关电源模块当中。开关电源的方框图如图4.1所示：图4.1开关电源的基本方框图4.2 开关电源主电路设计开关电源主电路一般包括输入端保护电路、EMI电路、整流滤波电路、钳位电路等，下面将分别介绍每个电路的工作原理。4.2.1 防雷保护电路当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由保险丝F1、压敏电阻RV、热敏电阻RT组成的电路进行保护。当工作电压超过压敏电阻RV两端的电压时，压敏电阻RV阻值会降

34、低，压敏电阻用于消耗高压能量，若电路流过的电流过大，保险丝F1就会烧毁从而保护后级电路，当电源启动开始，给电容C2进行充电，因为启动开始时电流较大，利用热敏电阻RT的热敏效应可以有效的减小浪涌电流。因RT (负温系数元件)电阻主要用于吸收瞬时能量，随着温度升高而RT阻值减小，此时RT阻值上消耗的能量很小，后级电路可以正常工作。防雷电路如图4.2所示：图4.2 防雷电路图4.2.2 EMI 电路型滤波电路由电容CX1、CX2和电感L1组成，主要作用是用来抑制电磁噪声与杂波信号对电源的干扰，提高电源的稳定性，并且也有利于抑制高频杂波对电源的影响。EMI电路原理图如图4.3所示：图4.3 EMT电路

35、原理图4.2.3 滤波与整流电路输入电压经桥堆BR1整流后得到纹波较大的电压，此电压经过电容C9、C10滤波后得到纹波较小的直流输出电压。滤波的效果与电容C9、C10容量有关，滤波电容的选取多是使用公式为RC(35)T/2，下面将介绍滤波电容器的选取方法。1)滤波电容器额定电压的选择选择髙压铝电解电容器的参数时，需要降低使用工作电压值，一般需要降额90%左右。输入电压范围在85V260V时，经桥堆整流后的电压值最高可以达到360V。因此在选择滤波电容器时，滤波电容器的工作额定电压要高于360V。需要注意的是，尽管电解电容器的额定电压都有一定的富裕量，但是考虑到电源的使用安全和使用寿命，额定电压

36、为300V到350V的电解电容器是不可以应用在85V260V输入的电路之中。其主要原因为，在额定电压下与降额工作情况下，高压铝电解电容器的漏电流值相差将近10倍，使用寿命也会有很大的差异。2)滤波电容器电容量的选择滤波电容器主要是为了实现平稳的输出电压，合理选取滤波电容器电容量是电路得以正常工作的必要条件。当输入电压为85V265V时，按输出功率选择为不低于每瓦(34)µF(即： (34)µF/W)。滤波电容器电容量的取值依据为：在85V265V交流输入的最低值时，整流输出电压最小值要高于90V，在输入此电压时，经过整流滤波后的电压为115V,电压差为25V。在电源工作的半

37、个周波里(l0mS)，其中2mS为滤波电容器的吸收能量时间，滤波电容器放电时间为8ms，给负载供应电流，电容C公式： （4.1）式中为输出电流，t为滤波电容的放电时间，为电压差。4.2.4 RCD钳位吸收电路由于受变压器的漏感和其它分布参数的影响，在反激式变换器开关管关断时刻，将会有一个巨大的尖峰电压，受其影响开关管不可以正常工作，必须想到办法来抑制尖峰电压，目前抑制尖峰电压的措施有许多方法，其中被广泛应用是RCD钳位电路，其特点是电路结构简单，造价低廉，但是，RCD钳位电路的钳位电压不够稳定，受负载的影响较大，若RCD钳位电路的参数设计不够合理，RCD钳位电路可能会降低整机的工作效率，或者会

38、损坏开关管。本节介绍了一种在反激式变换器中应用广泛的RCD钳位电路的基本原理，采用二极管和电容串联，电阻并联在电容上，这种电路有助于限制功率管关断时的最高电压，防止功率管因关断过压而损坏。RC值需要按照最小输入电压，输出最大负载确定，即工作在最大占空比条件下，否则，随着占空比D的增大，副边的导通时间也会随着增加，主励磁电感能量部分将会被钳位电路消耗。4.2.5 RCD钳位电路的设计确定箝位电压箝位电压大小受开关管的和最高输入电压的影响，考虑降额使用系数的影响，设降额使用系数大小为0.9，可用下式来确定的大小。 (4-2)式中为最大输入电压，及为漏源极击穿电压。确定初级绕组的漏感量通过把各个次级

39、绕组测短路的办法，可以求得初级绕组的漏感值，初级绕组的漏感值与测得的初级绕组的电感量相同。在测试的时候，需要保持测试频率与变换器的工作频率一致。确定箝位电阻箝位电容电压与箝位电压相同，因此消耗在箝位电阻上的功率为： ( 4.3)式中为箝位电阻消耗的功率。根据能量守恒原则有： (4.4)式中为箝位电阻消耗的能量，为初级绕组漏感中储存的能量，为折射电压，为箝位电压。将能量转变为平均功率，则(4.3)式可表示为： (4.5)式中为变换器的工作频率，为初级绕组的漏感量，为开关管的峰值电流。由(4.3)、（4.4)式可求得箝位电阻为： (4.6)确定箝位电容选择箝位电容时应尽量选择取容量较大的电容，大容

40、量的箱位电容在吸收漏感能量时，其本身产生的脉冲电压较小，脉冲电压的大小一般为箝位电压的6%-11%左右，这样，箝位电容的最小值可以通过下式表示: (4.7)式中为箝位电容，为箝位电压，为箝位电容上的脉冲电压，为箝位电阻，为变换器的工作频率。4.2.6 高频变压器的设计反激式高频变压器是反激式开关电源的核心，它决定了反激式开关电源许多的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，若反激式变压器设计不合理，则会直接影响高频开关电源的整体性能。变压器设计的一般步骤如下：计算变压器距比考虑开关器件电压应力的余量(=20%)，则有： (4.8) (4.9)由以上两式可求出 56>N>5 (4.10)

41、式中为输入电压最大值：=375V为VIPer53芯片的内部最大栅极电压：=700V为输出电压：=3V为同步整流MOS管的压降，可忽略不计。最低输入电压和最大占空比根据上文提到输入电容按照输出功率2µF3µF/W选取，所以输入滤波电容值=100µF，最低输入电压为： (4.11) =95V (4.12)式中为输入电压：=/85%=39WT为交流输入电压周期：T=0.02s为整流桥的响应时间，一般取值为：=3ms为输入最小交流电压：=85V最大占空比般取值在0.30.5之间，现取0.4,又有最大占空比： =19.2 (4.13)符合56>N>5，这里取N为

42、20计算初级临界电流均值和峰值 (4.14) (4.15)最大导通时间、副边峰值电流、初级电感量与次级电感量为了适应突变的负载电流，把电源设计为临界模式，临界电流=0.8=8A最大导通时间 =4µs (4.16)副边峰值电流 =13.3A (4.17)变压器的次级电感量 =10µH (4.18)变压器的初级电感量 0.54Mh (4.19)变压器磁芯面积 (4.20) =0.072是窗口的铜填充系数，=0.4。是磁芯填充系数，对于铁氧体磁芯取=l。是变压器工作磁通密度，铁氧体磁芯1/2,铁氧体磁芯=3900G，取=1600G。j是电流密度，取j=4A/。由于 AP=*,查表

43、可选磁芯为 EF20/PC40，AP=0.1013，=30.24, =30.5。反射电压 =80V (4.21)式中为最大占空比，=0.4，为输入最小电压，=95V取变压器的原边、副边和辅助绕组的匝数和气息长度。首先令副边绕组=3,利用公式可求原边绕组为： 得=60 (4.22)负责为芯片VIPer53供电的辅助绕组为： (4.23)负责为同步整流管提供驱动电压的辅助绕组为： (4.24)式中为芯片的工作电压取=12V，为输出电压3V,气隙长度为： =0.25 (4.25)式中=23, =0.54mH, =60满载时峰值电流、最大工作磁通密度 (4.26) =1115G<1600G (4

44、.27)变压器原边绕组、复边绕组的有效值 原边绕组有效值为：=0.32A (4.28)副边绕组有效值为：=5.73A (4.29)式中取值为0.7。计算原边绕组、副边绕组的线径导线截面积公式为： (4.30)其中I为通过导线的电流有效值，J为导线允许的电流密度，一般取值J=4A/。原边绕组导线截面积为, =0,32/4=0.08。原边绕组的线径可选d=0.29mm。副边绕组线截面积为,=5.73/4=1.43。副边绕组线径可选d=0.41mm的铜线并绕6股。 变压器绕线结构及工艺变压器的磁芯EF20查表可知Bobbin绕线宽度W=12.1mm，高度H=2.9mm初级原边线圈为60匝, 0.29

45、mm铜线，最大外径为0.32mm，每层30圈，W=0.32x30=9.6mm辅助绕组为3匝，0.41 mm铜线(8股)，最大外径为0.5mm，W=0.5X8X3=12mm辅助绕组为13距，0.25mm铜线，最大外径为0.275mm，W=0.275x 12=3.3mm辅助绕组为13距，0.25mm铜线，最大外径为0.275mm, W=0.275X12=3.3mm总高度H=0.32x2+0.5+0.275+0.275=1.95mm，可以看出磁芯EF20满足设计要求。表4-1为变压器的绕线结构与方法绕组端子匝数导线线径141130.25mm漆包线235300.29mm漆包线3屏蔽层110.05m厚，

46、9.3mm宽的铜箔片48,96,730.41mm(6股)漆包线5屏蔽层110.05m厚，9.3mm宽的铜箔片652300.29mm漆包线7108,9130.25mm漆包线4.2.7 绕制变压器注意的一些问题漆包线的选用：选用漆包线时，要选择高强度的漆包线，为了避增大导线间的电位差，绕制时要逐圈排线，不可以大幅度斜跨。绕线的方法：釆用初级夹次级的三明治绕法，由于增加了初次级的有效耦合面积，很大程度上降低了变压器的漏感，漏感减小，引起的电压尖峰也会降低，这就使MOS管的电压应力降低，同时，由MOS管与散热片引起的共模干扰电流也会相应降低，从而改善EMI；由于在初级绕组中间加了一个次级绕组，变压器初

47、级的层间分布电容下降了，而层间分布电容的下降，就使得电路中的寄生振荡减少，同样可以达到降低MOSFET与次级整流管的电压电流应力的作用，进而改善EMI。屏蔽层的设计：在原边与副边绕组之间加入了一个铜箱屏蔽层，将原边的共模干扰信号通过屏蔽层返回大地，改善EMI。安全试验：变压器绕好后需要在外面绕34层绝缘胶带，然后插入磁芯，浸入清漆，最后进行安全测试。对于输入110V的电源，初级与次级间应能承受2000V交流电压，持续时间30s，漏电距离为2.53mm;对于220V输入电源，需要承受3000V的交流电压，漏电距离为56mm。各个绕组首尾引出端需加绝缘套管，绝缘套管壁厚不可以小于0.4mm。4.3

48、 开关电源的控制电路控制电路主要由反馈电路、PWM控制电路、保护电路构成，接下来将对每部分进行详细分析。4.3.1 反馈电路反馈电路是由电阻R7、R8与稳压芯片U3(TL431)、光耦(PC817)构成，其主要工作原理为输出电压经过取样电阻R7、R8分压，送至稳压芯片U3(TL431)的参考点，TL431内部有一个2.5V的基准电压，输出电压可用下式求得： (4.30)当电阻R7、R8的阻值确定后，两者对的分压引入反馈，若输出电压增大，反馈量也增大，TL431的分流也增大，从而导致下降；若输出电压减小，反馈量将降低，TL431的分流随着降低，导致上升，以控制TL431的导通程度，进而控制光耦器

49、件，已达到最优化的PWM的开关方式，从而达到输出稳定的目的。但要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的在阴极的电流大于1mA。电阻R6、C8提供TL431所需的回路补偿，以便稳定控制回路，反馈电路原理图如图4.5所示：图4.4反馈电路原理图4.3.2 TL431 芯片TL431芯片是德州仪器公司(TI)生产的一个具有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。通过调节两个电阻，输出电压可以设置从 (2.5V)到36V范围间的任意值。TL431芯片的动态阻抗为0.2，在很多应用中可以用TL43I代替齐纳二极管，TL431是一种并联型稳压集成电路。其主要优点为性能良好、价格低廉，因此在各种电源电

50、路中得到了广泛的应用。4.3.3 光耦PC817芯片光耦合器PC817以光为媒介传输电信号。由于PC817对输入、输出电信号具有良好的隔离作用，所以PC817在各种电路中应用广泛。目前光稱合器PC817已成为品种最多、用途最广泛的光电器件之一。光耦合器PC817由光的发射、光的接收及信号放大三部分组成。输入的电信号作为发光二极管(LED)驱动信号，使其发出一定波长的光，光探测器接收发光二极管发出的光从而产生光电流，再经过进一步放大后输出。4.3.4 集成电源芯片VIPer53VIPer53单片集成开关电源芯片是意-法半导体公司最近开发出的试用于中、小功率单片开关电源产品，VIPer53内部集成

51、了一个专用电流型PWM控制器和一个釆用多晶胞网络（Mdmesh)工艺的高压功率场效应管MOSFET。同时芯片内部含有一个10300kHz外部可调频率的振荡器、高压启动电流源、带隙基准、用于环路补偿的并联调整器、误差放大器及输入过压、欠压、过电流、过电压、过温保护等电路。与同等级的芯片相比较，除了具有完善的保护功能外，最大特点是符合“蓝天使”与“能量之星”的待机功能。4.4 反激同步整流驱动电路选择同步整流管的驱动方式大致可分为三种：第一种是外加驱动控制电路；第二种是自驱动控制电路。自驱动式同步整流可分为两种：电流驱动方式和电压驱动方式；第三种是半自驱控制电路。驱动波形的上升或下降沿信号分别由主

52、变压器和独立的外驱动电路提供。表4.3 三种驱动方式比较优点缺点外加驱动控制其驱动波形的质量高，调试方便。电路复杂，成本高，其驱动波形的质量高，在追求小型化和低成本电流自驱动拓扑结构独立，在己有的拓扑结构中，可以用电流驱动同步整流器代替肖特基整流二极管，有很强的通用性。电流检测造成的功率损耗较大，不适合高频电路，影响电流自驱动同步整流技术的推广应用。电压自驱动不需要额外的驱动电路，电路结构简单。不同开关转换器其驱动方式也不同，很难获得精确的控制吋序；驱动电压受变压器的漏感影响，使转换器效率下降；同步整流MOS管体寄生二极管的产生的损耗较大，降低了同步整流电路的工作效率。半驱动控制效率高，驱动电

53、路相对简单，容易控制。电路复杂，成本高对比以上的三种驱动方式，可以看出电压型自驱动同步整流控制技术不需要外加驱动电路，直接可以由变压器副边绕组驱动，电路简单，成本低，在市场当中应用广泛，因此，本文设计的高频开关电源将采用电压型自驱动同步整流控制技术。4.5 3V/10A反激式同步整流AC-DC开关电源的电路原理图应用画图软件Altium Designer设计出电路的原理图，如图4.18所示。图4.5 同步整流管整流的3V/10A幵关电源的原理图第5章 结论与展望随着社会经济的不断发展与进步，人们的生活水平也在不断提高。任何电器和电气设备都离不开电源，开关电源具有体积小、效率高等优点。因此开关电源在人们的工作和生活中得到了广泛的应用。本文的主要工作是基于3V/10A低压、大电流输出的AC/DC高频