逻辑门电路恢复PPT课件

1、（2-1）3.1 概述门电路的作用：是用以实现逻辑关系的电子电路，与基本逻辑关系相对应。门电路的主要类型：与门、或门、与非门、或非门、异或门等。门电路的输出状态与赋值对应关系：正逻辑：高电位对应“1”；低电位对应“0”。混合逻辑：输入用正逻辑、输出用负逻辑；或者输入用负逻辑、输出用正逻辑。一般采用正逻辑负逻辑：高电位对应“0”；低电位对应“1”。第1页/共125页（2-2）100VVcc在数字电路中，对电压值为多少并不重要，只要能判断高低电平即可。K开-VO输出高电平，对应“1” 。K合-VO输出低电平，对应“0” 。VOKVccRVV第2页/共125页（2-3）门(电子开关)满足一定条件时，

2、电路允 许信号通过 开关接通 。开门状态：关门状态：条件不满足时，信号通不过 开关断开 。第3页/共125页（2-4）开关作用二极管反向截止：开关接通开关断开三极管（C,E)饱和区： 截止区：开关接通CEB开关断开 正向导通： CEB第4页/共125页（2-5）3.2半导体二极管门电路二极管的开关特性 1.二极管开关原理 由于半导体二极管具有单向导电性，即外加正向电压时导通，外加反向电压时截止，所以它相当于一个受外加电压极性控制的开关。DRVCCvivo+-二极管开关电路0tv二极管伏安特性二极管伏安特性方程 ： i=Is（eV/VT-1）第5页/共125页（2-6）2.二极管的近似伏安特性和

3、对应的等效电路 由二极管伏安特性方程和曲线可以看出，半导体二极管反向电阻不是无穷大，正向电阻也不是0。而且，电压和电流之间是非线性关系。此外，由于存在着PN结表面的漏电阻以及半导体的体电阻，所以真正的二极管的伏安特性与上面给出的还略有差别。 因此，在分析二极管组成的电路时，通常需要通过近似的分析来判断二极管的开关状态。为此，必须利用近似的简化特性或电路模型，以简化分析和计算过程。第6页/共125页（2-7）a.当外加电源电压和电阻相对二极管的导通电压和正向电阻均在同一数量级时的等效。b.当正向电压不能忽略时的等效c.当正向电压和导通电阻均可忽略时的等效第7页/共125页（2-8）3.二极管的开

4、关时间：加于二极管上的电压波形二极管上产生的相应电流波形二极管由截止到饱和二极管由饱和到截止第8页/共125页（2-9）二极管与门电路 FD1D2AB+12VuAuBuF0V0V0.3V0V3V0.3V3V0V0.3V3V3V3.3V逻辑变量逻辑函数( uD=0.3V )第9页/共125页（2-10）uAuBuF0V0V0.3V0V3V0.3V3V0V0.3V3V3V3.3V0 0 00 1 0 A B F1 0 01 1 1逻辑式：F=A B逻辑符号：&ABF第10页/共125页（2-11）二极管或门uAuBuF0V0V-0.3V0V3V2.7V3V0V2.7V3V3V2.7VFD1

5、D2AB-12V第11页/共125页（2-12）uAuBuF0V0V-0.3V0V3V2.7V3V0V2.7V3V3V2.7V0 0 00 1 1 A B F1 0 11 1 1逻辑式：F=A+B逻辑符号：ABF第12页/共125页（2-13）3.5 TTL门电路（P109）数字集成电路：在一块半导体基片上制作出一个完整的逻辑电路所需要的全部元件和连线。使用时接：电源、输入和输出。数字集成电路具有体积小、可靠性高、速度快、而且价格便宜的特点。TTL型电路：输入和输出端结构都采用了半导体晶体管，称之为: Transistor Transistor Logic。第13页/共125页（2-14）uF

6、t0.3VtruAt-VB1+VB2R1R2AF+ucc+ucc双极型三极管的开关特性（P109）iCttdtftsIcs0.9Ics三极管截止饱和基极临界饱和电流 IBS=Vcc/Rc集电极饱和电流Ics=Vcc/Rc一、三极管的开关特性第14页/共125页（2-15）R1DR2AF+12V +3V二、三极管反相器uAuF3V0.30V3.3钳位二极管第15页/共125页（2-16）uAuF3V0.30V3.3AF0110逻辑式：AF 逻辑符号：1AF第16页/共125页（2-17）R1DR2F+12V +3V三极管非门D1D2AB+12V二极管与门三、二极管、三极管电路与非门逻辑式：BAF

7、 &ABF逻辑符号：第17页/共125页（2-18）CBAF 与非门的电路结构和工作原理一、结构TTL与非门的内部结构+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABC3603k750100第18页/共125页（2-19）输入级输出级中间级+5VABCR1T1R2T2R3FR4R5T3T4T5T1 多发射极晶体管：实现“与”运算。第19页/共125页（2-20）+5VABCR1T1R2T2R3FR4R5T3T4T5“非”复合管形式与非门输出级“与”第20页/共125页（2-21）1. 任一输入为低电平（0.3V）时“0”0.7V不足以让T2、T5导通+5VFR4R2R1

8、3kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABC3603k750100三个PN结导通需2.1V第21页/共125页（2-22）+5VFR4R2R13kR5R3T3T4T1T5b1c1ABC0.7V“0”uouo=5-uR2-ube3-ube43.4V 高电平！逻辑关系：任0则1。第22页/共125页（2-23）+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABC“1”全导通电位被钳在2.1V全反偏1V截止2. 输入全为高电平（3.4V）时第23页/共125页（2-24）+5VFR2R13kT2R3T1T5b1c1ABC全反偏“1”饱和uF =0.3VABCF 输入、输出的逻辑关系式

9、：逻辑关系：全1则0。第24页/共125页（2-25）二、电压传输特性测试电路&+5Vuiuo第25页/共125页（2-26）uo(V)ui(V)123UOH(3.4V)UOL(0.3V)传输特性曲线uo(V)ui(V)123UOH“1”UOL(0.3V)阈值UT=1.4V理想的传输特性输出高电平输出低电平UOH（min）（2.4V）UIL（max），（2V）UOL（max）UIH（min）VNLVNHUOL(max)UOH(min)第26页/共125页（2-27）1. 输出高电平UOH、输出低电平UOL UOH2.4V UOL 0.4V 便认为合格。 典型值UOH=3.4V UOL=

10、0.3V 。 2. 阈值电压UTuiUT时，认为ui是高电平。UT =1.4V第27页/共125页（2-28）三、输入端的噪声容限从电压传输特性上可以看到，当输入信号偏离正常的低电平（0.3V）而升高时，输出的高电平并不立刻改变；同样，当输入高电平偏离正常值（3.4V）而下降时，输出低电平也不会马上改变。因此，允许的高低电平信号各有一个波动范围。 输入端噪声容限： 在保证输出高、低电平基本不变的条件下，输入电平的允许波动范围。 在由许多门电路互相连接组成的数字系统中，往往前一级门电路的输出就是后一级门电路的输入。所以输入端的噪声容限可用下图示意。第28页/共125页（2-29）图中先确定工作门

11、输出高电平的最小值VOH（min）（TTL为2.4V），最大输出低电平VOL（max）（TTL为0.4V）。然后可根据VOH（min）从电压传输特性上定出输入低电平的上限VIL（max），并根据VOL（max）定出输入高电平的下限VIH（min）。 输入高电平噪声容限：VNH= VOH（min）- VIH（min）输入低电平噪声容限：VNL= VIL（max）- VOL（max）74系列门的标准参数：VOH（min）=2.4 V， VOL（max）=0.4V， VIH（min）=2V ，VIL（max）=0.8V，故可得VNH=0.4V， VNL=0.4V。 第29页/共125页（2-30）反

12、相器的输入、输出特性 （P119）一、输入特性第30页/共125页（2-31）二、输出特性1.高电平输出特性vOH(MIN)第31页/共125页（2-32）162.低电平输出特性第32页/共125页（2-33）名称及符号名称及符号含义含义输入低电平电流输入低电平电流 IiL输入为低电平时流入输输入为低电平时流入输入端的电流入端的电流 -1 .4mA。输入高电平电流输入高电平电流 IiH输入为高电平时流入输输入为高电平时流入输入端的电流入端的电流几十几十A。IOL及其极限及其极限 IOL（max）当当 IOL IOL(max)时，输入时，输入不再是低电平。不再是低电平。IOH及其极限及其极限 I

13、OH (max)当当 IOH IOH(max)时，输出时，输出不再是高电平。不再是高电平。有关电流的技术参数第33页/共125页（2-34）T1T1T1+5VR2R13kT2R3T1T5b1c1前级IOLIiL1IiL2IiL321iLiLOLIII灌灌电电流流 扇出系数扇出系数：与非门电路输出能驱动同类门的个数N。第34页/共125页（2-35）例在图所示的电路中，试计算门G1最多可以驱动多少个同样的门电路负载。这些门电路的输入特性和输出特性分别由图、图和图给出。要求G1输出的高、低电平满足V OH3.2V，VOL0.2V。解：先计算保证VOL0.2V时可以驱动的电路数目N1由图查到， VO

14、L=0.2V时的负载电流iL=16mA；由图查到VOL=0.2V时每个负载门的输入电流iIL=-1mA，所以有N1iIL iL161161ILLiiN第35页/共125页（2-36）计算保证VOH3.2V时能驱动的负载门数目N2。由图高电平输出特性上查到， VOH=3.2V时，对应的iL为-7.5mA。但手册上规定（TTL的） IOH 0.4mA，故应取0.4mA计算。又由图输入特性可知，每个输入端的高电平输入电流IIH=40A，故可得： N2IIH IL1004.04.02IHlIiN 综合以上两种情况可得出结论：在给定条件下，TTL（74）系列门电路最多可以驱动10个同类门。（产品规定8个

15、）第36页/共125页（2-37）3. 输入端的负载特性在具体使用门电路时，有时需要在输入端与地之间或者输入端与信号的低电平之间接入电阻RP，如图所示。第37页/共125页（2-38）RPRRPVRPRRP1.4V=be=-1113.4)5( 由图可知，因为输入电流流过RP上产生压降而形成输入电位Vi。而且， RP越大Vi也越高。实际测量结果如图所示。 曲线表明，当电阻RP较小时，输入电压Vi基本上呈线性增长，而当RP大到使Vi接近1.4V后基本不再随RP变化。这是因为Vi接近1.4V后，T1基极电位已接近2.1V，它足以使门电路的T2和T5导通，并将T1基极电位钳位。RP的临界值可计算如下：

16、RP=1.4K（R1=3K ）为安全起见，如要求输入等效为低电平时，对TTL门电路应使RP小于1 K ；如要求输入等效为高电平时，对TTL门电路应使RP大于2K 。第38页/共125页（2-39）例在图所示的电路中，为保证门G1输出的高、低电平能正确地传送到门G2的输入端，要求vo1=VOH时vI2VIH（min），vO1=VOL时， vI2VIL（max），试计算RP的最大允许值是多少？已知G1和G2均为74系列反相器，VCC=5V， VOH=3.4V， VOL=0.2V，VIH（min）=2.0V， VIL（max）=0.8V。 G1和G2的输入特性和输出特性见图和图、图。当vo1=VOH

17、时，接入RP后应保证有vI2VIH（min），所以可得VOH-IIH RPVIH（min）-kIVVRIHIHOHP351004. 00 . 24 . 33(min)从图输入特性曲线上查到vI =VIH（min）=2.0V时的输入电流IIH=0.04mA当vO1=VOL时，接入RP后应保证有vI2VIL（max） ，所以可得-KKRVvVVVRVVRRVvVILBECCOLILPOLILPILBECC68.048 .07 .052 .08 .0,1(max)1(max)(max)1(max)1综合以上两种情况，应取RP 0.68K也就是说G1和G2之间的串联电阻应小于680，否则当vO1=VO

18、L时可能超过VIL（max）第39页/共125页（2-40）一、 平均传输时间tui0tuo050%50%tpd1tpd2)(2121pdpdpdttt典型值：3 10 ns反相器的动态特性第40页/共125页（2-41）二、交流噪声容限对窄脉冲的噪声容限 由于TTL门电路中存在三极管的开关时间和分布电容的充放电过程，因而输入信号状态变化时必须有足够的变化幅度和作用时间才能使输出状态变化。当输入信号为窄脉冲，而且脉冲宽度接近于门电路传输时间的情况下，为使输出状态改变所需要的脉冲幅度将远大于信号为直流时所需要的信号变化幅度。（a）正脉冲噪声容限（b）负脉冲噪声容限TTL门电路的传输延迟时间通常在

19、50ns以内，所以当输入脉冲的宽度达到微妙数量级时，可将输入信号按直流信号处理。第41页/共125页（2-42）三、电源的动态尖峰电流TTL门电路在稳定状态下，输出电平不同时它从电源所取的电流也不一样。第42页/共125页（2-43）VCC-vB1 VCC-vC2R2R1ICCL=iB1+iC2=+3.4mAVo=VOL时从电源所取电流：Vo=VOH时从电源所取电流：VCC-vB1R1ICCH=iB1=1mA 动态情况下，特别是当输出电压由低电平跳变为高电平时，由于T5原来工作在深度饱和状态，所以T4的导通先于T5的截止，使T4 和T5同时导通，使电源电流出现尖峰脉冲。第43页/共125页（2

20、-44） 在Vi从高电平跳到低电平瞬间T5尚未脱离饱和导通状态而T4已饱和导通，这时电源电流的最大瞬时值可计算如下：ICCM=iC4+iB4+iB1=VCC- VCE（sat）4-vD2-VCE（sat）5R4+VCC-v BE4 -vD2-VCE（sat）5R1VCC-vb1+R2=34.7mA第44页/共125页（2-45）电源尖峰电流带来的影响主要有两个方面； 1、使电源的平均电流增加。而且信号的重复频率越高、门电路的传输延迟时间tPLH越长，电流平均值增加越多。在计算系统电源容量时必须注意这一点。 2、当系统中有许多门电路同时转换工作状态时，电源的瞬时尖峰电流数值很大，这个尖峰电流将通

21、过电源线和地线以及电源的内阻形成一个系统内部噪声源。因此，在系统设计时应采取有效的措施将这个噪声抑制在允许的限度内。第45页/共125页（2-46）为便于计算尖峰电流的平均值，可以近似地把电源的尖峰电流视为三角波，并认为尖峰电流的持续时间等于传输延迟时间tPLH ，如图所示。一个周期内尖峰脉冲的平均值为：IPAV=（ICCM-ICCL）tPLHT若用重复频率表示为：IPAV=（ICCM-ICCL）ftPLH 如果每个周期中输出高、低电平的持续时间相等，在考虑电源动态尖峰电流的影响后，电源电流的平均值将为：ICCAV=1/2（ICCH+ICCL）+1/2（ftPLH（ICCM-ICCL）第46页

22、/共125页（2-47）各种逻辑门的相互转换转换方法：采用反演定理。例：与非门可以转换成其他各种逻辑门。BABABA BABABABABABABA 把与非门的输入端连接在一起，就转换成非门。BABABABABABABA 显然，与非门、或非门等也很容易得到。第47页/共125页（2-48）其它类型的TTL门电路二、 集电极开路的与非门（OC门）1、 问题的提出标准TTL与非门进行与运算:&ABEF&CD&G1&ABEF&CDG 能否“线与”？（Open Collector)ABCDEFEFCDABFEG 第48页/共125页（2-49）+5VR4R2T3T

23、4T5R3TTL与非门的输出电阻很低。这时，直接线与会使电流 i 剧烈增加。i功耗T4热击穿UOL 与非门2：不允许直接“线与”与非门1 截止与非门2 导通UOHUOL与非门1：i+5VR4R2T3T4T5R3问题：TTL与非门能否直接线与？第49页/共125页（2-50）RLUCC集电极悬空+5VFR2R13kT2R3T1T5b1c1ABC&符号应用时输出端要接一上拉负载电阻 RL 。2、OC门结构特点：RL 和UCC 可以外接。F =ABC&第50页/共125页（2-51）3、 OC门可以实现“线与”功能。Y=Y1Y2=ABCD第51页/共125页（2-52）第52页/共1

24、25页（2-53） 负载电阻RL和电源 UCC可以根据情况选择。 如何确定上拉电阻RL?RL(min)=Vcc VOL（max）IOL(max) -mIIL式中IOL（max）为驱动门能承受的最大灌电流，IiL为负载门可提供的灌电流，其值为负数， m为门的个数。考虑最坏的情况只有一个驱动门工作。RL（max）=Vcc VOH（min）nIOH+mIIH固定固定式中nIOH为所有驱动门的漏电流，mIiH为所有负载门的高电平输入电流，m为输入端数。RLIRLIOL m IIL设n=8，m=6，m=12，VCC=5V，VOLmax=0.4V，VOHmin=3V，又由前面的讨论可知IOLmax=16m

25、A，IIL=1mA，IOH=200A，可算得：Rlmin=（5-0.4）/（16-61）=0.46K，Rlmax=（5-3）/（8 0.2+12 0.04）=0.96K故选择RL应小于0.96K 大于0.46K 。第53页/共125页（2-54）计算负载电阻RL的公式：RL(min)=Vcc VOL（max）IOL(max) -mIILRL（max）=Vcc VOH（min）nIOH+mIIHRL式中IIL为负载门低电平输入电流的绝对值，m为负载门的输入端数，m为负载门的个数。n为驱动门的个数，IOH为驱动门截止时的漏电流，IOL（max）为单个驱动门能承受的最大低电平负载电流。IIL=（VC

26、C-VBE1-VIL）/R1=（5-0.7-0.3）/4=1mA是以门为单位计算的。IIH=（VCC-VB1）/R1）=（5-2.1）/4）0.050.035mA=35A以单个输入端来计算的。第54页/共125页（2-55）三、 三态输出门电路E 控制端DEER1+5VFR4R23kT2R5R3T3T4T1T5b1c1AB1、结构第55页/共125页（2-56）+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABDEE2、工作原理1） 控制端E=0时的工作情况：01截止ABF 第56页/共125页（2-57）+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABDEE2）

27、 控制端E=1时的工作情况：10导通截止截止高阻态第57页/共125页（2-58）&ABFE符号输输出出高高阻阻0E 1E ABF 功能表3、三态门的符号及功能表&ABFE符号输输出出高高阻阻1E0EABF 功能表使能端高电平起作用使能端低电平起作用第58页/共125页（2-59）E1E2E3公用总线三态门主要作为TTL电路与总线间的接口电路。4、三态门的用途工作时，E1、E2、E3分时接入高电平。第59页/共125页（2-60）电路的各种系列 为满足用户在提高工作速度和降低功耗这两方面的要求，继上述74系列后，又生产了74H系列、74S系列、74LS系列、74AS系列和74A

28、LS系列等改进的TTL电路。一、74H系列高速系列对应国产CT2000系列，和1000系列比主要减小了电阻的阻值。第60页/共125页（2-61）二、74S系列肖特基系列（CT3000）思路：使三极管避免进入深度饱和以减小传输延迟时间。为此采用了抗饱和三极管肖特基三极管。 肖特基三极管是由普通三极管和肖特基势垒二极管（Schottky Barrier Diode）组合而成的。 由于SBD的开启电压为0.30.4V，当三极管的b-c结正向偏置后，SBD首先导通，并将b-c结的正向电压钳在0.30.4V。第61页/共125页（2-62）使从基极注入的过驱动电流从SBD流走，从而有效地制止了三极管进

29、入深度饱和状态。能加快状态转换，缩短门电路的传输时间。 电路的另一个改进措施是用T6、RB和RC组成的有源电路代替了74H系列中的电阻R3，为T5管的发射结提供了一个有源泻放回路。从而也缩短了门电路的传输时间。第62页/共125页（2-63） 关于有源泻放的说明： 当T2由截止变为导通的瞬间，由于T6的基极回路中串接了电阻RB，所以T5必然先于T6导通，使T2发射极的电流全部流入T5的基极，从而加速了T5的导通过程。而在稳态下，由于T6导通后产生的分流作用，减少了T5的基极电流，也就减轻了T5的饱和程度，这又有利于加快T5从导通变为截止的过程。 当T2从导通变为截止后，因为T6仍处于导通状态，

30、为T5的基极提供了一个瞬间的低内阻泻放回路，使T5得以迅速截止。因此，有源泻放回路的存在缩短了门电路的传输时间。 抗饱和电路带来的缺点：输出低电平增高。第63页/共125页（2-64）三、74LS系列低功耗肖特基系列（CT4000）1、为了降低功耗大幅度提高了电路中个电阻的阻值；改进措施： 2、将R5原来接地一端改接到输出端，以减小T3导通时，R5上的功耗。（74LS系列的功耗仅为74系列的五分之一，74H系列的十分之一） 3、为了缩短传输延迟时间，除了使用抗饱和三极管和有源泻放外，还将多发射三极管换成了SBD，因为SBD没有电荷存储效应。第64页/共125页（2-65）四、74AS和74AL

31、S系列 74AS系列是为进一步缩短传输延迟时间而设计的改进系列。它的电路结构与74LS系列相似，但电路中电阻阻值很低。它的缺点是功耗较大，比74S略大一些。 74ALS系列是为了获得更小的延迟功耗积而改进设计的，它的延迟功耗积是TTL电路所有系列中最小的。为了降低功耗，电路中采用了较大的电阻阻值，同时，通过改进生产工艺缩小了内部各个器件的尺寸，获得了降低功耗和缩短延迟时间的双重收效。第65页/共125页（2-66）五、54、54H、54LS系列54系列的TTL电路和74系列电路具有完全相同的电路结构和电气性能参数。所不同的是54系列比74系列的工作温度范围更宽，电源允许的工作范围更大。 74系

32、列的工作环境温度规定070，电源电压为5V5%；而54系列工作环境温度规定-55+125，电源电压为5V 10% 在不同系列的TTL器件中，只要器件型号的后几位数码一样，则它们的逻辑功能、外形尺寸、引脚排列就完全相同。第66页/共125页（2-67）表各种系列TTL电路（74XX00）特性参数比较（P138）参数名称系列7474S74LS74AS74ALS74FVIL（max）0.8V0.80.8VOL（max）0.4V0.50.5VIH（min）2.0V2.02.02.02.02.0VOH（min）2.4V2.72.7IIL（max）-1

33、.0mA-2.0-0.4-0.5-0.2-0.6IOL（max）16mA20820820IOH（max）-0.4mA-1.0-0.4-2.0-0.4-1.0IIH（max）40A5020202020tpd9ns39.51.743功耗10mW19281.24延迟功耗积90571913.64.812第67页/共125页（2-68）3.3 CMOS门电路MOS电路的特点：2. 是电压控制元件，静态功耗小。3. 允许电源电压范围宽（318V）。4. 扇出系数大，抗噪声容限大。优点1. 工艺简单，集成度高。缺点：工作速度比TTL低 。第68页/共125页（2-69）管的开关特性一、MOS（Metal-O

34、xide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor）管的结构DGS简化符号标准符号第69页/共125页（2-70）二、MOS管的输出特性与转移特性RONvDS=0=12K（vGS-VGS（th）2)()1(-thGSGSDSDVvIi式中IDS是vGS=2VGS（th）时的iD值上式表明，在vGS大大于VGS（th）时，RON近似与vGS成反比。第70页/共125页（2-71）三、MOS管的基本开关电路(NMOS反相器）第71页/共125页（2-72）四、 由于ROFF非常大，截止状态等效为开关断开；而RON约在1K以内，且与vGS的数值有关，有时这个电阻阻值

35、不能忽略，故在图中用RON表示。图中CI代表栅极的输入电容，数值约为几皮法。第72页/共125页（2-73）vGS0VGS（th）iDP沟道增强型MOS的转移特性五、MOS管的其它三种类型DGS简化符号第73页/共125页（2-74）第74页/共125页（2-75）标准符号DGS简化符号第75页/共125页（2-76）DGS简化符号标准符号第76页/共125页（2-77）反相器的电路结构和工作原理0UDSID负载线ui=“1”ui=“0”uo=“0”uo=“1”UDDuiuoNMOS反相器电路RD第77页/共125页（2-78）T1（负载管）代替RDVIT2T1VO0止 通 11通 通 0当V

36、I=1时：VO=RON2RON1+RON2VDD要使输出电压VO比较低，必须保证RON1足够大，又反相器后面不可避免的要带负载电容CL，这显然影响工作速度。第78页/共125页（2-79） 一、CMOS反相器的电路结构Complementary -Symmetry MOS互补对称式MOST1 : ONT2: OFFOFFON设VDDVGS（th）N+ VGS（th）P当vI=VIL=0时，有vGS1=VDD VGS（th）PvGS2=0 VGS（th）N即，T1通，T2止vGS2=VDD VGS（th）NvGS1=0 VGS（th）P即， T2通，T1止第79页/共125页（2-80）二、CM

37、OS反相器的电压传输特性和电流传输特性设VDDVGS（th）N+ VGS（th）PVGS（th）N= VGS（th）PT1和T2具有同样的导通电阻RON和截止电阻ROFF，则电压传输特性如图所示。AB段：T1通、T2止； CD段： T2通、T1止；BC段： T1T2均导通。 反相器的阈值电压（threshold voltage）：电压传输特性转折区中点所对应的输入电压，用VTH（=1/2VDD，参数对称）表示。第80页/共125页（2-81）电流/电压（iD/vI）转移特性同样可分三个工作区。AB段：因T2截止，几乎无电流；CD段：因T1截止，几乎无电流；BC段：T1和T2同时导通，有电流iD

38、流过T1和T2，而且vI=1/2VDD附近iD最大。 故在使用时尽量避免使器件长期工作在这一区间，以免因功耗过大而损坏。第81页/共125页（2-82）三、输入端的噪声容限从电压传输特性上可以看到，当输入信号偏离正常的低电平（VOL0V）而升高时，输出的高电平并不立刻改变；同样，当输入高电平偏离正常值（VOHVDD）而下降时，输出低电平也不会马上改变。因此，允许的高低电平信号各有一个波动范围。 输入端噪声容限： 在保证输出高、低电平基本不变的条件下，输入电平的允许波动范围。 在由许多门电路互相连接组成的数字系统中，往往前一级门电路的输出就是后一级门电路的输入。所以输入端的噪声容限可用下图示意。

39、第82页/共125页（2-83） 输入噪声容限包括：低电平输入噪声容限VNL和高电平输入噪声容限VNH两个方面。VNH=VOH（min）-VIH（min）VNL=VIL（max）-VOL（max）在CMOS门电路中，当负载为另外的同类门的情况下（负载电流几乎等于零），故规定V0H （min） =VDD-0.1V，VOL （max） =VSS+0.1V。VSS表示N沟道MOS管的源极电位。源极接地时VOL （max） =0.1V。第83页/共125页（2-84）（b）VNH、VNL与 测试结果表明，在输出高、低电平的变化不大于限定的10%VDD情况下，输入信号高、低电平允许的变化量大于30%。因

40、此得到VNL=VNH=30%VDD。可见CMOS门电路的输入噪声容限和VDD有关。第84页/共125页（2-85）反相器的静态输入特性和输出特性一、输入特性输入特性：从反相器输入端看进去的输入电压与输入电流的关系 MOS管的栅极和衬底之间存在着以SiO2为介质的输入电容，而绝缘介质又非常薄（约1000），极易被击穿（耐压约100V），所以必须采用保护措施。第85页/共125页（2-86）二、输出特性从反相器输出端看进去的输出电压与输出电流的关系第86页/共125页（2-87）1.低电平输出特性当输出低电平时，反相器的P沟道管截止，N沟道管导通，工作状态如下图所示。图实际上就是T2漏极特性曲线，

41、它说明VGS（=VDD）越大导通内阻越小，输出低电平越小。IV第87页/共125页（2-88）2.高电平输出特性T1导通，T2截止曲线说明：在同样的负载电流IOH下VDD越高，则T1导通时vGS越负，它的导通内阻越小，VOH下降得越少。第88页/共125页（2-89）反相器的动态特性动态特性讨论的是电路状态转换过程中所表现出来的特性。一、传输延迟时间tPHL 、tPLH由于MOS管的电极之间以及电极与衬底之间都存在寄生电容、尤其在反相器的输出端更不可避免存在负载电容，当输入信号变化时，输出电压变化必然滞后于输入电压的变化。这一滞后时间就称着传输延迟时间。第89页/共125页（2-90）二、交流

42、噪声容限所谓交流噪声容限是指门电路对窄脉冲噪声的承受能力。 由于负载电容和MOS管寄生电容的存在，输入信号状态变化必须有足够的变化幅度和作用时间才能使输出改变状态。这也就是说，当输入信号为窄脉冲（这里实际就是指输入端的噪声），而且脉冲宽度接近于门电路的传输延迟时间的情况下，为使输出状态改变，所需要的脉冲信号幅度将远大于直流输入信号的幅度。因此，反相器对这类窄脉冲的噪声容限交流噪声容限远高于前面所介绍过的直流噪声容限。而且，门电路的传输延迟时间越长（或噪声作用时间越短），交流噪声容限也越大。tW为噪声作用时间第90页/共125页（2-91）三、动态功耗 CMOS反相器从一种稳定工作状态转变到另一

43、种稳定状态的过程中，所产生的附加功耗动态功耗。动态功耗包括两个部分：一部分是对负载电容充、放电所消耗的功率PC，另一部分是于两个MOS管T1和T2在短时间内同时导通所消耗的瞬时功耗PT。图中电容CL表示接到反相器输出端的所有电容，其中包括下一级门电路的输入电容、接线电容和其他负载电容。第91页/共125页（2-92）下面先计算PC：-TTODDPTONdtvVidtvi2/2/0c(T1p）而其中dtdvCiOLN-dtvVdCdtdvCiODDLOLP)(-故得到222000021211)()(1DDLDDDDLVVOOLOOLVVODDODDLOOLcfVCVVTCdvvCdvvCTvVd

44、vVCdvvCTpDDDDDDDD-式中 为输入信号的重复频率。Tf1第92页/共125页（2-93）计算瞬时导通功耗PT：如果VDDVGS（th）N+VGS（th）P，VIHVDD，VIL0，那么当VI从VIL过度到VIH和从VIH过度到VIL的过程中，都经过短时间的VGS（th）NVDD- VGS（th）P的状态。在此状态下T1和T2同时导通，有瞬时电流iT流过T1和T2。PT的数值可以用下式计算2DDPDTfVCP 式中CPD称为功耗电容，它的具体数值由器件制造商给出。仅用来计算空载瞬时导通功耗，且只有在输入信号的上升时间和下降时间小于器件手册中规定的最大值，CPD参数才是有效的。第93

45、页/共125页（2-94）总的动态功耗PD应为PC与PT之和，即2)(DDPDLTCDfVCCPPP CMOS反相器工作的全部功耗PTOT应等于动态功耗PD与静态功耗PS之和。（74HC系列门电路的CPD为20PF左右。） 在静态下无论输入电压是高电平还是低电平， T1和T2总有一个是截止的，又因为T1和T2截止时的漏电流极小，所以这个电流产生的功耗可以忽略不计。但在实际的反相器电路中不仅有输入保护二极管，还存在寄生二极管，这些二极管的反向漏电流比T1和T2截止时的漏电流要大得多，所以它们构成了电源静态电流的主要成分。第94页/共125页（2-95） 因为这些二极管是PN结性的，它们的反相电流

46、受温度影响比较大，所以CMOS反相器的静态功耗也随温度的改变而变化。 静态功耗通常是以指定电源电压下的静态漏电流的形式给出的。例如TI公司生产的74HC系列CMOS反相器在常温下，VDD=6V时的静态电流不超过0.33A。可见，在工作频率较高的情况下，CMOS反相器的动态功耗要比静态功耗大得多，这时静态功耗可以忽略不计。例：计算CMOS反相器的总功耗PTOT。已知电源电压VDD=5V，静态电源电流IDD=1 A，负载电容CL=100pF，功耗电容CPD=20pF。输入信号近似于理想的矩形波，重复频率f=100kHz。2)(DDPDLTCDfVCCPPP=（100+20）10-12 100 10

47、3 52=0.3（mW）而静态功耗为： PS=IDDVDD=10-6 5=0.005（mW）故总功耗为：PTOT=PD+PS=0.305mW第95页/共125页（2-96）其他类型的CMOS门电路&ABF一、其他逻辑功能的CMOS门电路+UDDAFT2T1BT3T4SSSSGG与非0 0 10 1 11 0 11 1 0A B T1 T2 T3 T4 FBAF 第96页/共125页（2-97）A B T1 T2 T3 T4 FABF+UDDFAT2T1BT3T4GGSSS或非0 0 10 1 0 1 0 0 1 1 0 CMOS或非门BAF 第97页/共125页（2-98）二、漏极开路

48、输出门电路（OD门） 在CMOS电路中，为了满足输出电平变换、吸收大负载电流以及实现线与连接等需要，有时将输出级电路结构改为一个漏极开路输出的MOS管，构成漏极开路输出（Open-Drain Output）门电路，简称OD门。ABY设TN的截止内阻和导通内阻分别为ROFF和RON，则只要满足ROFFRL RON，就一定能使得TN截止时Vo=VOHVDD2，TN的导通时Vo=VIL 0。第98页/共125页（2-99）关于OD门上拉电阻RL的计算（考虑坏的情况）（a）（b）最小值的计算第99页/共125页（2-100）1.输出高电平时所有驱动门全截止，这时流过RL的电流为全体驱动门的高电平漏电流

49、之和nIOH和所有负载门的高电平输入电流mIIH，电路结构确定后它们就是固定的，故RL越大产生的压降就越大，为使输出高电平不低于规定的数值， RL不能取得过大。VDD-（nIOH+mIIH ）VOH（min）即 RL VDD- VOH（min） /（nIOH+mIIH ）=RL（max）式中n为并联OD门的数目，m为负载门的输入端数。2.只有一个OD门输出低电平时，负载电流将全部流入该门的导通MOS管，显然，当电流过大时，将使该管退出可变电阻区，即使输出低电平升高。由于负载MOS门的输入电流很小，负载电流的大小主要取决于RL， RL越小负载电流就越大，故RL不能取得过小。（VDD- VOL（m

50、ax） ）/ RL +mIIL IOL（max）RL （VDD- VOL（max） /（IOL（max）- mIIL ）=RL（min）为保证线与连接后电路能正常工作，应取RL（max） RL RL（min）第100页/共125页（2-101） 为什么MOS门电路计算RL时负载门不管是高电平还是低电平输入负载电流均采用输入端数m？例略第101页/共125页（2-102）三、COMS传输门传输门(TGTransmissionGate）是一种传输模拟信号的模拟开关。COMS传输门由一个P沟道和一个N沟道增强型MOSFET并联而成，如下图所示：第102页/共125页（2-103）如果传输门的一端接输

51、入信号vI另一端接负载电阻RL，则T1和T2的工作状态如图所示。 设控制信号C和C的高、低电平分别为VDD和0V，那么当C=0、C=1时，只要输入信号的变化范围不超过0VDD，则T1和T2同时截止，输入和输出之间呈高阻态，传输门关断。第103页/共125页（2-104） 反之，若当C=1、C=0，而且在RL远大于T1和T2的导通电阻的情况下： 当0VI VDD-VGS（th）N时， T1导通T2截止； 当VGS（th）PVI VDD时， T2导通T1截止。因此，VI在0VDD之间变化时， T1和T2至少有一个是导通的，使VI和VO两端之间呈低电阻态（小于1K），传输门导通。 传输门最直接的用途

52、就是作模拟开关，用来传递连续变化的电压信号。模拟开关的基本电路是由传输门和一个反相器组成的，如图所示。第104页/共125页（2-105） 模拟开关的一个重要指标就是它的导通内阻RTG，但由基本传输门和反相器构成的模拟开关，其导通内阻不但不够小而且还是随输入电压大小而变的。为了克服这一不足，现行电路做了改进，如74HC4066四双向模拟开关集成电路在VDD=6V下的RTG值只有30 ，而且在输入电压变化时 RTG基本不变。 利用CMOS传输门和CMOS反相器还可以组合成各种复杂的逻辑电路，如异或门、数据选择器、寄存器、触发器等。 四、 三态输出的CMOS门电路第105页/共125页（2-106

53、）电路的正确使用一、输入电路的静电防护为防止由静电电压造成的损坏，应注意以下几点： 1）在储存和运输CMOS器件时不要使用易产生静电高压的化工才料和化纤织物包装，最好采用金属屏蔽层包装材料。 2）组装、调试时，应使电烙铁和其他工具、仪表、工作台台面等良好接地；操作人员的服装和手套等应选用无静电的原料制作。 3）不用的输入端不应悬空。 二、输入电路的过流保护 由于输入保护电路的钳位二极管电流容量有限，一般为1mA，所以在可能出现较大电流的场合必须采取以下保护措施：第106页/共125页（2-107） 1）输入接低内阻信号源时，应在输入端与信号源之间串进保护电阻，保证输入保护电路中的二极管导通时电

54、流不超过1mA。 2）输入端接大电容时，亦应在输入端与电容之间接入保护电阻，如图所示。当电源电压突然降低或关掉时，电容C上积存的电荷将通过保护二极管D1放电，形成较大的瞬时电流。串进电阻RP后，可以限制这个电流不超过1mA。第107页/共125页（2-108） 3）输入端接长线时，应在门电路的输入端接入保护电阻RP，如图所示。 因为长线不可避免地伴生有分布电容和电感，所以当输入信号发生突变时，只要门电路的输入阻抗与长线的阻抗不匹配，就必然会在CMOS电路的输入端产生附加振荡脉冲，因此，需串入RP限流。根据经验， RP阻值可按RP=VDD/1mA计算。线长度大于10m以后，每增加10米，阻值增加

55、1K。第108页/共125页（2-109）*三、CMOS电路锁定效应的防护锁定效应（Lach-Up），或称为可控硅效应（Silicon Controlled Rectifer）是CMOS电路的一个特有问题。发生锁定以后往往会造成器件的永久失效。第109页/共125页（2-110）为防止发生锁定效应，在CMOS电路工作时始终应保证Vi、Vo、VDD的数值符合如下规定：VDDVDD（BR） ， VDD端的击穿电压此外，还可以采取以下防护措施：1）输入端和输出端设置钳位电路；2）在CMOS电路的电源输入端加去耦电路；3）当系统由几个电源供电时，各电源的开、关顺序必须合理。启动时，应先接通CMOS电路

56、的供电，然后再接通输入信号和负载电路电源；关机时，应先关掉信号和负载电源，再切断CMOS电路电源。-FDDOFVVvVFDDIFVVvV-第110页/共125页（2-111）数字集成电路的各种系列CMOS 集成电路产品有： 4000系列、HC/HCT系列、AHC/AHCT系列、VHC/VHCT系列、ALVC系列等。1、4000系列是较早投入市场的，虽然工作电压范围可达318V，但传输延时时间较长（100nS），且带负载能力较弱（5V电源时，最大负载电流0.5mA）。目前已基本被HC/HCT系列所取代。2、HC/HCT是高速系列（High-Speed CMOS/High-Speed CMOS，T

57、TL Compatible）。传输延时10ns、负载能力提高到4mA。HC和HCT传输延时和带负载能力基本相同，只是在工作电压范围和对输入信号电平的要求不同。HC系列可以在26V间工作，HC系列不能与TTL电路混合使用。HCT系列工作在单一的5V电源电压下，可与TTL混合使用。第111页/共125页（2-112）AHC（Advanced High- Speed CMOS）/AHCT（ Advanced High- Speed CMOS，TTL Compatible）是改进的高速CMOS系列的简称。传输延时时间和带负载能力较HC/HCT均提高了一倍。（VHC/VHCT跟其类似，只是另一公司的产品

58、）LVC系列是TI公司20世纪90年代推出的低电压CMOS系列。工作电压1.653.3V，传输延时3.8ns，带负载能力3V时，最大负载电流可达24mA。此外，LVC的输入可以接受高达5V的高电平信号，能很容易地将5V电平的信号转换为3.3V以下的电平信号，而LVC系列提供的总线驱动电路又能将3.3V以下的电平信号转换为5V的输出信号。ALVC系列是TI公司1994年推出的改进的低压CMOS（Advanced Low Voltage ）。ALVC较LVC进一步提高了速度和更加优越的总线驱动器件。 LVC和ALVC是目前CMOS电路中性能最好的两个系列，可以满足高性能数字系统设计的需要。第112

59、页/共125页（2-113）参数名称74HC04HCT04AHC04AHCT04LVC04ALVC04VDD（v）264.55.51.653.61.6563.6VIH（min）3.1523.15222VIL（max）1.350.81.3VOH（min） 最大负VOL（max）0.330.330.440.440.550.55载电流IOH（max）-4mA-4-8-8-24-24IOL（max）44882424IIH（max）0.1A55IIL（max）-0.1 A-0.1-0.1-0.1-5-5Tpd（ns）92CI（max）10 pF10101053.5Cpd功耗电容20pF20计算12功耗14时用8的等效27.5电容 表各种CMOS系列门电路性能的比较（74XX04为例）表中给出的参数（除电源电压以外），74HC/HCT和74AHC/AHCT是VDD=4.5V下的参数，74LVC04/ALVC04是VDD=3V下的参数（P106）第113页/共