电磁场与微波技术实验报告-北邮

1、实验二：分支线匹配器 一、 实验目的 掌握支节匹配器的工作原理； 掌握微带线的基本概念和元件模型； 掌握微带线分支线匹配器的设计和仿真。 二、 实验原理 支节匹配器 支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。 单支节匹配器：调谐时，主要有两个可调参量：距离 d 和分支线的长度 l。匹配的基本思想是选择 d，使其在距离负载 d 处向主线看去的导纳 Y 是 𝑌0 + 𝑗𝐵 形式，即 𝑌 = 𝑌0 + 𝑗𝐵 ，

2、其中 𝑌0 = 1/𝑍0 。并联开路或短路分支线的作用是抵消 Y 的电纳部分，使总电纳为 𝑌0 ，实现匹配，因此，并联开路或短路分支线提供的电纳为 𝑗𝐵 ，根据该电纳值确定并联开路或短路分支线的长度 l，这样就达到匹配条件。 双支节匹配器：通过增加一支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只需调节两个分支线长度，就能够达到匹配（注意双支节匹配不是对任意负载阻抗都能匹配的，即存在一个不能得到匹配的禁区）。 微带线 微带线是有介质 𝜀𝑟(𝜀𝑟 &g

3、t; 1) 和空气混合填充，基片上方是空气，导体带条和接地板之间是介质 𝜀𝑟 ，可以近似等效为均匀介质填充的传输线，等效介质电常数为 𝜀𝑒 ，介于 1 和 𝜀𝑟 之间，依赖于基片厚度 H 和导体宽度 W。而微带线的特性阻抗与其等效介质电常数为 𝜀𝑒 、基片厚度 H 和导体宽度 W 有关。 三、 实验内容 已知：输入阻抗 𝑍𝑖𝑛 = 75 𝛺 负载阻抗 𝑍𝐿 = (64 +

4、𝑗35) 𝛺 特性阻抗 𝑍0 = 75 𝛺 介质基片 𝜀𝑟 = 2.55，𝐻 = 1𝑚𝑚，导体厚度 𝑇 远小于介质基片厚度 𝐻。 假定负载在 2GHz 时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离 𝑑1 = 𝜆/4 ，两分支线之间的距离为𝑑2 = 𝜆/8。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅度从 1.8GH

5、z 至 2.2GHz 的变化。 四、 实验步骤 根据已知计算出各参量，确定项目频率。 将归一化阻抗和负载阻抗所在位置分别标在 Smith 圆上。 设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离以及分支线的长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用 TXLine 计算微带线物理长度和宽度。此处应该注意电长度和实际长度的联系。 画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。 负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为 1.82.2GHz。 添加矩形图，添加测量，点

6、击分析，测量输入端的反射系数幅值。 同理设计双枝节匹配网络，重复上面的步骤。 五、 实验仿真 1. 单支节 （1）. 根据已知计算出各参量。写入 Output Equations。 zl 为归一化负载阻抗；zin 为归一化输入阻抗；Tl 为负载处反射系数；Tin 为输入端反射系数；b 为以 0.01 为步长扫描 02*PI； R 为阻抗处等反射系数圆；Rp 为匹配圆；Rj 为大圆。 ZL=64+j*35Z0=75 zl=ZL/Z0zl: (0.8533,0.4667) 1/zl: (0.9021,-0.4933)TI=(zl-1)/(zl+1)TI: (-0.0148,0.2555)Zin=7

7、5zin=Zin/Z0Tin=(zin-1)/(zin+1)Tin: 0 b=stepped(0,2*_PI,0.01)R=TI*exp(j*b)Rj=exp(j*b)Rp=0.5*exp(j*b)-0.5 . 在 Smith 导纳圆图上画出负载 𝑍𝐿 所处的 VSWR 圆，标出其与单位电导圆的交点。这里可以有两个交点，选择离负载较近的那个点进行计算。下面以分别实部虚部、幅度角度方式显示： 角度：93.31° (104.9°) = 198.21 198.21°/2 = 99.105° 由图得出支节的电纳为 j0.52966

8、5。 . 已知角度后，用 TXLine 算出负载距离支节间的微带线的参数。W=1.4373mm，L=28.806mm。 . 由图求出短路点距离支节接入点的电长度，角度为(180° 55.82°)/2 = 62.09°。 再由 TXLine，输入角度值，算出微带线的参数。L=18.047mm，W=1.4373mm。 . 输入端口处也需要接一个微带线，其宽度要和输出端口的阻抗 75 匹配，长度任意。用 TXLine，输入阻抗，算出微带线参数 W=1.4373mm， L=26.159mm。 . 根据上述步骤，设计出的参数为 负载到支节的微带线（TL2）：L=28.806

9、mm W=1.4373mm 支节的微带线（TL3）： L=18.047mm W=1.4373mm 端口处接的微带线（TL1）： L=26.159mm W=1.4373mm 由此搭建电路： MLINMLIN . 根据设计的参数建立原始电路测量其 S 参数： 在中心频率处，反射系数还不是很低，所以要调谐系统以改善性能。 . 设 TL2 和 TL3 的长度可变，调谐前后对比： ID TL2 TL3 原始参数 28.806mm 18.047mm 调谐后参数 28.206mm 18.647mm 调谐后的电路： MLINMLINPORTID=TL1 ID=TL2 RESINDP=1 W=1.437 mmM

10、TEE$W=1.437 mmID=R1 ID=L1 Z=75 OhmL=26.16 mmID= TL4 L=28.21 mmR=64 OhmL=2.787 nH 调谐后的电路 S 参数： 显然，调谐后的电路，在中心频率 2GHz 处的 S 参数比调谐前的低得多，说明电路的性能有所提高，已经特别接近最理想的 0。 2. 双支节 （1）. 根据已知计算出各参量。写入 Output Equations。 e：大圆，等反射系数圆；g：1+jx 匹配元；g2：辅助圆；r：负载所在的等反射系数圆； r2：负载与第一个支节并联后的等反射系数圆；Rd：等电导圆。 ZL=64+j*35 Z0=75zl=ZL/Z

11、0zl: (0.8533,0.4667)1/zl: (0.9021,-0.4933)T1=(zl-1)/(zl+1)T1: (-0.0148,0.2555)Zin=75 zin=Zin/Z0zin: 1T2=(zin-1)/(zin+1)T2: 0 b=stepped(0,2*_PI,0.01) r=T1*exp(j*b) g=0.5*exp(j*b)-0.5 e=1*exp(j*b) g2=0.5*exp(j*b)-0.5*j r2=0.7328*exp(j*b) p=0.9021Rd=(1/(1+p)*exp(j*b)-p/(1+p) . 在 Smith 导纳原图上画出负载 ⻔

12、5;𝐿 的位置，沿 VSWR 圆转 180°处即为距离负载距离为 1/4 波长处的导纳。用 TXLine，输入角度，求出负载和第一个支节之间的微带线参数，L=26.159mm,W=1.4373mm . 再求出其所在的等电导圆与辅助圆的交点，一共可得两个交点，选择靠下的那个点来设计。得第一个支节的导纳为j（2,01944 0.475059） = j1.542381，短路点离它的距离，两者之间的角度（180° + 114.1°）/2 = 147.05° 。用 TXLine，输入角度，算出第一个支节的微带线参数。L=42.742mm，W=1.4

13、373mm . 因为两个支节之间的距离为 1/8 波长，所以对应的角度为 90°/2 = 45° ，其微带线参数可由 TXLine 算得。L=13.08mm，W=1.4373mm . 在 Smitn 图上使该点绕其 VSWR 圆顺时针转 90°，必然和单位电导圆交于一点，由该点可读出第二个支节需要的电纳值为 j2.15449。在单位电抗圆上标出该交点的位置，计算短路点离它的距离，两者之间的角度为（180° + 130.2°）/2 = 155.1° ，用 TXLine 输入角度，算得第二条支节的微带线参数：L=45.081mm，W=1.

14、4373mm . 由于在 Port 端口与第二个支节之间接的微带线长度任意，但是宽度要与 Port 的阻值 75 相匹配，所以用 TXLine 算其参数，L=26.159mm ，W=1.4373。 . 由上所述，设计出来的各参数如下 负载和第一个支节的微带线（TL3）： L=26.159mm，W=1.4373mm 第一个支节的微带线（TL5）： L=42.742mm，W=1.4373mm 第一个支节到第二个支节的微带线（TL2）： L=13.08mm，W=1.4373mm 第二个支节的微带线（TL4）： L=45.081mm，W=1.4373mm 第二个支节和输入端口之间的微带线（TL1）：L

15、=26.159mm，W=1.4373mm 由此画出电路： MLINMLINMLIN . 根据设计的参数建立原始电路测量其 S 参数 偏离中心频率，且在中心频率 2GHZ 处，反射系数还不是很低，所以要调谐系统以改善性能。 . 将两个支节（TL4 和 TL5）的长度设为可调，调谐后电路 ID 第一个支节 TL5 第二个支节 TL4 原始长度 42.742mm 45.081mm 调谐后长度 42.022mm 44.541mm 调谐后的电路： PORTP=1 Z=75 OhmMLINID=TL1 W=1.437 mm L= 26.16 mmMTEE$ID= TL6 MLINID=TL2 W=1.43

16、7 mm L= 13.08 mmMTEE$ID= TL7 MLINID=TL3 W=1.437 mm L= 26.16 mmRESID=R1 R=64 Ohm 调谐后电路的 S 参数： 很明显可以看出，在中心频率处，调谐后的 S 参量大大低于未调谐的，而且很接近于零，说明在中心频率处，系统设计接近理想状态。 实验三：四分之一波长阻抗变换器 一、 实验目的 掌握单节和多节四分之一波长变阻器的工作原理； 了解单节和多节变阻器工作带宽和反射系数的关系； 掌握单节和多节四分之一波长变换器的设计与仿真。 二、 实验原理 四分之一波长变阻器是一种阻抗变换元件，用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证

17、最大功率的传输。实现负载阻抗与传输线匹配，其实质是利用“补偿原理”，即由可调的匹配器产生一个合适的附加反射波，它与负载阻抗所产生的反射波在指定的参考面上等幅反相，从而互相抵消。 1. 单节四分之一波长变阻器 . 负载阻抗为纯电阻 RL： （1） . 负载阻抗为复数 ZL： 波节点： （2）波腹点： （3） 多节四分之一波长变阻器 （4） 切比雪夫阻抗变换器 R = RL/𝑍0 （5） （6） 三、 实验内容 . 已知：负载阻抗为纯电阻 𝑅𝐿 = 150𝛺，中心频率 𝑓0 = 3𝐺𝐻&

18、#119911;，主传输线特性阻抗 𝑍0 = 50𝛺，介质基片 𝜀𝑟 = 4.6，厚度 𝐻 = 1𝑚𝑚，最大反射系数模 𝛤𝑚 不应超过 0.1，设计 1，2，3 节二项式变阻器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。 . 已知负载阻抗为复数：𝑍𝐿 = 85 𝑗45𝛺，中心频率 𝑓0 = 3𝐺𝐻𝑧，主传

19、输线特性阻抗 𝑍0 = 50𝛺，在电压驻波波腹或波节点利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变阻器。微带线介质参数同上。 四、 实验步骤 . 对于纯电阻负载，根据已知条件，算出单节和多节传输线的特性阻抗、相对带宽。 . 根据各节特性阻抗，利用 TXLine 计算相应的微带线的长度和宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率），即 𝑙 = 𝜆𝑔0/4。 . 对于复数负载 𝑍𝐿 ，根据负载阻抗 𝑍𝐿 、特性阻抗 𝑍0 ，计算归一化

20、负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在 Smith 圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与 Smith 圆图左、右半实轴交点，旋转过的电长度 𝐿𝑀、𝐿𝑁 ，计算变换器的特性阻抗。 . 根据传输线的特性阻抗，利用 TXLine 计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度 𝐿𝑀、𝐿𝑁 的微带线长度。 . 设计并完成原理图。 . 添加并测试 Rectangular 图。 . 调谐电路元件参数，使反射系数幅值在中心频率 3GHz 处最低。 . 对于纯电阻负载，上述指

21、标不变，采用 3 节切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器。 五、 实验仿真 1. 单节变换器 . 利用式（1）算得 Z1 = 86.603，利用 TXLine 计算各微带线参数，如下表： 微带线 TL1（𝒁𝟎） TL2（𝒁𝟏）可调 TL3（𝑹𝑳） Impedance（） 50 86.603 150 Frequency（GHz） 3 3 3 Electrical Length（deg） 90 90 90 Physical Width（mm） 1.8986 0.62801 0.10292 Physica

22、l Length（mm） 13.254 13.83 14.314 . 调谐后的原理图： MLINMLINMLINPORTID=TL1 ID=TL2 ID=TL3 P=1 W=1.899 mmMSTEP$W=0.628 mmMSTEP$W=0.1029 mmZ=50 OhmL=13.25 mmID= TL4 L=13.66 mmID= TL5 L=14.31 mmMSUBPORT Er=4.6 P=2 H=1 mmZ=150 OhmT=0.001 mmRho=1 Tand=0 ErNom=4.6 Name=SUB1 2. 2 支节变换器 . 利用式（4）算得 Z1 = 65.804，Z2 = 1

23、13.975，利用 TXLine 计算各微带线参数，如下表： 微带线 TL1（𝒁𝟎） TL2（𝒁𝟏）可调 TL3（𝒁𝟐）可调 TL4（𝑹𝑳） Impedance（） 50 65.804 113.975 150 Frequency（GHz） 3 3 3 3 Electrical Length（deg） 90 90 90 90 Physical Width（mm） 1.8986 1.1523 0.28686 0.10292 Physical Length（mm） 13.2

24、54 13.547 14.103 14.314 . 调谐后的原理图： MLINMLINID=TL2 ID=TL3 3. 3 支节变换器 . 利用式（4）算得 Z1 = 57.360，Z2 = 86.603，Z3 = 130.753，利用 TXLine 计算各微带线参数，如下表： 微带线 TL1（𝒁𝟎） TL2（𝒁𝟏）可调 TL3（𝒁𝟐）可调 TL4（𝒁𝟑）可调 TL5（𝑹𝑳） Impedance（） 50 57.360 86.603 1

25、30.753 150 Frequency（GHz） 3 3 3 3 3 Electrical Length（deg） 90 90 90 90 90 Physical Width（mm） 1.8986 1.4946 0.62801 0.17822 0.10292 Physical Length（mm） 13.254 13.4 13.83 14.216 14.314 . 调谐后的原理图： MLINMLINMLIN 调谐后的 S 参数（1、2、3 支节画在一起，可以比较）： 可以看出：多级变换器比单节变换器能够提供更宽的有效带宽，且节数越多，带宽越宽。 4. 波节点、波腹点 . 计算归一化负载阻抗和

26、反射系数，将负载反射系数标注在 Smith 圆图上，在 Smith 圆图上标出波节点和波腹点，分别以实部虚部、幅度角度方式显示： 波节点：电长度 𝐿𝑀 = （180° 33.69°）/2 = 73.155°，驻波比， 波腹点：电长度 𝐿𝑁 = (360° 33.69°)/2 = 163.155°，驻波比， . 利用 TXLine 计算各微带线参数，如下表： 节点 波节点 波腹点 微带线 TL1（𝒁𝟎）可调 TL2（𝒁

27、0783;） TL1（𝒁𝟏）可调 TL2（𝒁𝟎） Impedance（） 32.735 50 76.371 50 Frequency（GHz） 3 3 3 3 Electrical Length（deg） 90 73.155（𝐿𝑁） 90 163.155（𝐿𝑀） Physical Width（mm） 3.6269 1.899 0.8433 1.8986 Physical Length（mm） 12.83 10.74 13.705 24.027 . 调谐后的波节点、波腹

28、点原理图： MLINMLINP=Z=PORT501 OhmID=W=L=TL1 3.627 12.83 mm mmID=MSTEP$ TL3 ID=W=L=10.74TL2 1.899 mm mmID=RESR=R1 85 OhmID=CAPC=1.18C1 pFMSUBEr=4.6 H=1 mmT=0.001 mmRho=1 Tand=0 ErNom=4.6 Name=SUB1 MLINMLINP=Z=PORT501 OhmID=W=L=TL1 0.843313.31 mm mmID=MSTEP$ TL3 ID=W=L=TL2 1.899 24.03 mm mmID=RESR=R1 85 O

29、hmID=CAPC=1.18C1 pFMSUBEr=4.6 H=1 mmT=0.001 mmRho=1 Tand=0 ErNom=4.6 Name=SUB1 调谐后的 S 参数： |S1,1| * bojie|S1,1| * bofu 5. 切比雪夫（Chebyshev）阻抗变换器 . 利用式（5），算得 R=150/50=3；式（6），算得 。参照课本附录 6 给出的切比雪夫阻抗变换器的设计表格，易知：归一化的 𝑧1 =1.24988， 𝑧2 = 𝑅 = 3， 𝑧3 = 𝑅/ 𝑍1 = 3/1.2

30、4988 ，则实际阻抗为 𝑍1 = 𝑧1 𝑍0 =62.494𝛺， 𝑍2 = 𝑧2 𝑍0 = 86.603𝛺， 𝑍3 = 𝑧3 𝑍0 = 120.012𝛺。 . 利用 TXLine 计算各微带线参数，如下表： 微带线 TL1（𝒁𝟎） TL2（𝒁𝟏）可调 TL3（𝒁𝟐）可调 TL4（𝒁ҷ

31、85;）可调 TL5（𝑹𝑳） Impedance（） 50 62.494 86.603 120.012 150 Frequency（GHz） 3 3 3 3 3 Electrical Length（deg） 90 90 90 90 90 Physical Width（mm） 1.8986 1.2742 0.62801 0.24173 0.10292 Physical Length（mm） 13.254 13.492 13.83 14.147 14.314 . 调谐后的原理图： MLINMLINMLIN 调谐后的 S 参数（与 3 支节画在一起，可以比较）： 可以

32、看出：切比雪夫变换器比二项式变换器的带宽有明显增加，但是二项式带内平坦度较好。 实验六：功率分配器 一、 实验目的 掌握功率分配器的工作原理和分析方法； 掌握微带线功率分配器的设计和仿真。 二、 实验原理 1. 功率分配器 功率分配器是一种功率分配元件，它是将输入功率分成相等或不相等的几路功率，当然也可以将几路功率合成，而成为功率合成器件。在电路中常用到微带功分器。 两路微带线功分器等效电路，如下图： 2 𝑷𝟏 𝒁𝟎 𝑷𝟐 𝑷𝟑 1 3 𝑹 w

33、937;𝟎𝟐 𝒁𝟎𝟑 𝒁𝒊𝒏𝟐 𝒁𝒊𝒏𝟑 𝛌𝒈/𝟒 𝑹𝟐 𝑹𝟑 功率从 1 端口输入，分成两路，经过一段四分之一波长的微带线传输后，到达 2 端口和 3 端口。1 端口的特性阻抗为 𝑍0，1 到 2 端口、1 到 3 端口的微带线的特性阻抗分别为 𝑍

34、;02、𝑍03，线长为 𝑔/4。R2，R3 分别为从 2 端口、3 端口向负载看过去的阻抗。R 为 2 端口、3 端口之间的隔离电阻。各参数计算公式： 𝑹𝟐 = 𝒌𝒁𝟎 𝑹𝟑 = 𝒁𝟎/𝒌 𝒁𝟎𝟐 = 𝒁𝟎(𝟏 + 𝒌𝟐)𝒌𝟎.𝟓

35、𝒁𝟎𝟑 = 𝒁𝟎(𝟏 + 𝒌𝟐)/𝒌𝟑𝟎.𝟓 𝒁𝟎𝟒 = (𝑹𝟐𝒁𝟎)𝟎.𝟓 𝒁𝟎𝟓 = (𝑹𝟑𝒁𝟎)𝟎.𝟓 三、 实验

36、内容 设计仿真一个两路微带功分器。已知：端口特性阻抗：𝑍0 = 50 𝛺 ，功分比：𝑘2 = 1.5 ，介质基片：𝜀𝑟 = 4.6，𝐻 = 1𝑚𝑚，导体厚度 𝑇 远小于介质基片厚度 𝐻。 指标如下： 当中心频率 2GHz，相对带宽为 20%时，（1）两端输出的功分比（）为 1.4951.505（即两端口的传输功率 |𝑆31| 和 |𝑆21| 相差 10𝑙𝑔1.49510&#

37、119897;𝑔1.505 ，也即𝟏. 𝟕𝟒𝟔𝟒𝟏𝟗𝟏. 𝟕𝟕𝟓𝟑𝟔𝟓𝒅𝑩）；（2）两输出端口的隔离度（20𝑙𝑔|𝑆32|）不小于 25dB。 四、 实验步骤 . 根据已知条件利用上述公式计算各电阻及阻抗值。 . 利用 TXLine 计算相应微带线的长度及宽度。建立一个新项目，选

38、择单位和项目频率 1.82.2GHz。 . 输入原理图，根据微带线的不均匀性，选择适当模型。注意：用两段微带线与电阻 R 的两端相连接，微带线的阻抗特性与 R 一致，其宽度由 R 决定，长度可以调节。 . 添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数以及隔离度。 . 仿真分析。 . 调谐元件参数。 五、 实验仿真 1. 功分比 𝒌𝟐 = 𝟏. 𝟓 （1）. 按照指标要求用公式计算各阻抗值。 Z0=50k=1.50.5k: 1.225R2=k*Z0R2: 61.24R3=Z0/kR3: 40.82Z03=Z0*(1+k2)/k3)

39、0.5Z03: 58.33Z02=Z0*(1+k2)*k)0.5Z02: 87.49R=Z0*(1+k2)/kR: 102.1Z04=(R2*Z0)0.5Z04: 55.33Z05=(R3*Z0)0.5 Z0=50Z05: 45.18 计算结果：𝑹𝟐 = 61.237 𝛺，𝑹𝟑 = 40.825 𝛺， 𝒁𝟎𝟐 = 87.491 𝛺，𝒁𝟎𝟑 = 58.327 𝛺，ү

40、29; =102.062 𝛺，𝒁𝟎𝟒 = 55.334 𝛺，𝒁𝟎𝟓 = 45.180 𝛺 . 再由 TXLine 算得其对应的微带线参数。 𝒁𝟎𝟐 = 87.491 𝛺 W=0.60617mm，L=20.83mm 𝒁𝟎𝟑 = 58.327 𝛺 W=1.4371mm，L=20.213mm 𝑹 = 102.062

41、𝛺 W=0.40064mm，L=21.033mm 𝒁𝟎𝟒 = 55.334 𝛺 W=1.5804mm，L=20.13mm 𝒁𝟎𝟓 = 45.180 𝛺 W=2.2223mm，L=19.818mm 𝒁𝟎 = 50 𝛺 W=1.8825mm，L=19.972mm . 先设计 TL1，TL4，TL11，TL2，TL5： TL1 ，TL4，TL11 应该与 𝒁𝟎 匹配：W=1.88

42、25mm，L=19.972mm TL2 为 𝒁𝟎𝟒 ： W=2.2223mm，L=19.818mm TL5 为 𝒁𝟎𝟓 ： W=2.2223mm，L=19.818mm . 以下设计 TL3，TL6，TL9，TL10： TL3 加上 TL9 为 𝒁𝟎𝟐 ，所以 W3=W9=0.60617mm， L3+L9=LZ02=20.83mm TL4 加上 TL10 为 𝑍03 ，所以 W4=W10=1.4371mm ，L6+L10=LZ03=20.

43、213mm 又因为两路带线之间的距离不宜过大,一般取 24 带条宽度（对应特征阻抗 𝒁𝟎𝟒 ， 𝒁𝟎𝟓 较宽的带条宽度，这里带条宽度为 W5=2.2223mm），且宽度相等（即 L3=L6），设电阻的长度为 3mm。 . 以下设计 TL7，TL8：因为 TL7 和 TL8 的宽度要与 𝑹 = 𝟏𝟎𝟐. 𝟎𝟔𝟐 𝜴 匹配（即 W7=W8=WR），并且电阻 R 的长度加 TL7

44、、TL8 的长度之和等于 TL9，TL10 长度之和，即 R+L7+L8=L3+L6。 . 由于图中变量很多，且相互约束，为了减少调谐时的麻烦，采用全局变量的方法，全局变量申明为：设 L3=L6=X，L7=Y1，L8=Y2，L9=alpha，L10=beta。 X=17.96alpha=20.83-Xalpha: 2.87beta=20.213-Xbeta: 2.253alpha+beta: 5.123(alpha+beta)/2.2223: 2.305Y1=0.6488Y2=alpha+beta-Y1-3Y2: 1.474 . 调谐后的各参数： TL9：W9=0.60617mm， L9=2.

45、87mm； TL10: W10= 1.4371mm， L10=2.253mm； TL3：W3=0.60617mm， L3=17.96mm； TL6：W4=3.989mm， L4=17.96mm； TL7：W7=0.40064mm ，L7=0.6488mm； TL8：W8=0.40064mm， L8=1.474mm；且（𝑳𝟗 + 𝑳𝟏𝟎）/𝑾𝟓 = 𝟐. 𝟑𝟎𝟓，在 24 倍之间，在符合要求。 . 调谐后的原理图： . 调

46、谐后的 S 参数： 可以看出：在 2Ghz 时，S2,1， S3,1的差为 1.774dB，在𝟏. 𝟕𝟒𝟔𝟒𝟏𝟗𝟏. 𝟕𝟕𝟓𝟑𝟔𝟓𝒅𝑩 之间，隔离度 S3,2都不小于 25dB，符合要求。 2. 功分比 𝒌𝟐 = 𝟏 同上述原理： （1）. 按照指标要求用公式计算各阻抗值及其对应的微带线参数：

47、Z0=50k=1R2=k*Z0R2: 50R3=Z0/kR3: 50Z03=Z0*(1+k2)/k3)0.5Z03: 70.71Z02=Z0*(1+k2)*k)0.5Z02: 70.71R=Z0*(1+k2)/kR: 100Z04=(R2*Z0)0.5Z04: 50Z05=(R3*Z0)0.5Z05: 50 𝑹𝟐 = 𝑹𝟑 = 50 𝛺 𝒁𝟎𝟐 = 70.71 𝛺 W=0.98629mm，L=20.515mm 𝒁𝟎

48、20785; = 70.71 𝛺 W=0.98629mm，L=20.515mm 𝑹 = 100 𝛺 W=0.42472mm，L=21.007mm 𝒁𝟎𝟒 = 50 𝛺 W=1.8825mm， L=19.972mm 𝒁𝟎𝟓 = 50 𝛺 W=1.8825mm ，L=19.972mm 𝒁𝟎 = 50 𝛺 W=1.8825mm， L=19.972mm . 调谐后的各微带线参数： TL1 ，TL4，TL11 与 𝒁𝟎 匹配：W=1.8825mm，L=19.972mm TL2： W2=1.8825mm， L2=19.972mm TL5： W5=1.8825mm， L5=19.972mm； TL9： W9=0.98629mm， L9=2.495mm； TL10：W10= 0.98629mm，L10=2.495mm； TL3： W3=0.9862