通信原理实验指导书(26页)

1、通信原理实验指导书实验一HDB3码型变换实验一、 实验目的1、 了解二进制单极性码变换为HDB3码的编码规则，掌握它的工作原理和实现方法；2、 掌握HDB3码的位同步码的提取方法。二、 实验内容1、 观察HDB3编译码的各种波形；2、 观察全0码和全1码时的HDB3码的编码波形；3、 观察从HDB3编码信号中提取位同步信号的过程。三、 实验原理AMI码编码原理：信息代码1变为带有符号的1码即+1或-1，1的符号交替反转；信息代码0仍为0码。因此，AMI码对应的波形是占空比为0.5的双极性归零码，即脉冲宽度与码元宽度（码元周期、码元间隔）Ts的关系是=0.5Ts。AMI码的主要特点是无直流成分，

2、接收端收到的码元极性与发送端完全相反也能正确判断。译码时只需把AMI码经过全波整流就可以变为单极性码。HDB3码的编码原理：HDB3码主要解决AMI码在连0过多时同步提取困难的问题。编码时，将4个连0信息码用取代节000V或B00V代替，当两个相邻V码中间有奇数个信息1码时取代节码000V；有偶数个信息1码（包括0个）时取代节为B00V，其它的信息0码仍为0码。这样，信息码的1码变为带有符号的1码即+1或-1，HDB3码中1、B的符号符合交替反转原则，而V的符号破坏这种符号交替反转原则，但相邻V码的符号又是交替反转的。因此，HDB3码是占空比为0.5的双极性归零码。设信息码为0000 0110

3、 0001 0000，则NRZ码、AMI码、HDB3码如图2-1所示。图1-1 NRZ、AMI、HDB3关系图分析表明，AMI码及HDB3码的功率谱如图1-2所示，它不含有离散谱fs成分（fs=1/T,等于位同步信号的频率）。在通信的终端需将它们译码成为NRZ码才能送到数字终端机或数模转换电路。因此，在做译码时必须提供位同步信号。工程上，一般将AMI或HDB3码数字信号进行整流处理，得到占空比为0.5的单极性归零码(RZ|=0.5Ts),该信号的功率谱如图1-2所示。由于整流后的AMI、HDB3码中含有离散谱fs，故采用一个窄带滤波器可以得到频率为fs的正弦波，整形处理后即可得到位同步信号。图

4、1-2频谱HDB3码的编译码原理框图及其电路原理图分别如图1-3、图1-4所示。本单元采用集成电路CD22103对HDB3进行编译码，其第3脚接+5V时为HDB3编译码器，接地时为AMI编译码器。编码时，HDB3编码器的输入信号NRZ码及位同步信号BS来自数字信号源单元，通过HDB3编译码器输出两路并行信号+H-OUT和-H-OUT，它们都是半占空比的正脉冲信号，分别与HDB3码的正极性信号及负极性信号相对应，这两路信号经单/双极性变换后得到HDB3码。图1-3HDB3编译码方框图欲对HDB3信号译码得到NRZ信号，必须从HDB3信号中提取位同步。由于HDB3信号本身不含有位同步频率成分，故不

5、能从HDB3信号中提取位同步。双/单极性变换器及相加器构成一个整流器，HDB3整流后得到的HDB3-D信号含有位同步信号频率离散谱。由于位同步频率比较低，很难将有源带通滤波器的带宽做的很窄。因此，带通1输出信号BF是一个幅度和周期都不恒定的正弦信号，此信号经过LM318限幅放大、整形后得到幅度稳定、周期变化的脉冲信号，但仍不能将此信号作为译码器的位同步信号，需经CD4046滤波后才能得到恒定的周期位同步信号，该信号即可作为HDB3译码器的时钟信号。CD4046是一个电荷泵锁相环，当锁相环的自然谐振频率足够小时，对输入的电压信号可等效为窄带滤波器。本单元中通过CD4046构成一个Q值约为35的窄

6、带滤波器，从而输出一个符合译码器要求的位同步信号。译码时，将位同步信号BS-R、HDB3码变换成的两路单极性信号分别送到CD22103的第5、11、13脚，即可得到译码输出信号NRZ。当信息代码连0个数太多时，从AMI码中较难于提取稳定的位同步信号，而HDB3中连0个数最多为3，这是提取高质量的位同步信号是有利的。这也是HDB3码优于AMI码之处。因此，HDB3码及经过随机化处理的AMI码常被用在PCM一、二、三次群的接口设备中。在实用的HDB3编译码电路中，发端的单/双极性变换器一般由变压器完成；收端的双/单极性变换电路一般由变压器、自动门限控制和整流电路完成。本实验的目的是掌握HDB3编码

7、的规则，及位同步提取方法，故对极性变换电路做了简化处理，不一定符合应用要求。四、 实验步骤用TP012作为示波器的外同步信号，进行以下测量。1、 接通电源，按下开关K1、K2、K100，使电路工作；2、 拨动波码开关SW001、SW002、SW003，使数字信号源产生相应的NRZ码；3、 调节W101，使TP109处输出稳定的频率为170.5KHz的、占空比为50%的方波；4、 观察TP101-TP110各点的波形；5、 将SW001、SW002、SW003的每一位都置1，观察此时的HDB3编码波形；再将这三个拨码开关的每一位都置0，观察此时的HDB3编码的波形，记录下来。五、 实验仪器仪表1

8、、20M双踪示波器1台2、现代通信原理实验系统实验箱1台3、三用表1块六、 实验思考1、 编码输出组件输出什么极性的脉冲？若为相反极性是否可以？比较两者的优缺点。2、 用滤波法由信码中提取位定时信息，对于HDB3码要做哪些变换？电路中如何实现？七、 实验报告要求1、 分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程；2、 拨码开关SW001、SW002、SW003的设置为1000 0000、1100 0000、1110 0000时，画出TP101-TP110各点的波形；3、 调测实验时，若遇到故障，请将故障现象及排除故障的过程详细说明；4、 详细分析HDB3编译码器CD22103的用法；5、 画出信源代

9、码为全0、全1时的HDB3码信号波形。 6、 写出本次实验的心得体会，以及对本次实验有何改进意见。图1-4 HDB3电原理图实验二 脉冲编码（PCM）及系统实验一、 实验目的1 加深对PCM编码工作过程的理解；2 掌握PCM编码、译码的时序关系；3 熟悉PCM编、译码专用集成电路的使用方法及其要求；4 了解PCM系统的工作过程。二、 实验内容1 用示波器观察两路音频信号的编码结果，观察PCM基群信号；2 改变音频信号的频率，观察和测试译码器输出信号幅度变化的情况。三、 实验原理1 点到点PCM通信原理脉冲调制通信就是把一个时间连续、取值连续的模拟信号变换成时间离散、取值离散的数字信号后在信道中

10、进行传输。而脉冲编码调制就是对模拟信号先进行抽样后，再对样值的幅度进行量化、编码的过程。抽样是对模拟信号进行周期性扫描，从而把时间上连续的信号变成时间上离散的信号。该模拟信号经过抽样后还应当包含原信号中所有的信息，也就是说能无失真的恢复原模拟信号。抽样速率的下限由抽样定理确定，在该实验中，抽样速率采用8Kbit/s。量化是把经过抽样得到的瞬时值将其幅度离散，即用一组规定的电平，把瞬时抽样值用最近的电平值来表示。编码是用一组二进制码组来表示每一个有固定电平的量化值。实际上，量化是在编码过程中同时完成的，故编码的过程也称为模/数变换，记作A/D。目前，脉冲编码调制（PCM）技术与增量调制PCM(M

11、)技术已经在数字通信系统中得到广泛应用。当信道噪声比较小时一般用PCM，否则一般用M。速率在155MB以下的准同步数字系列（PDH）中，国际上存在A律和律两种PCM编译标准系列，在155MB以上的同步数字系列（SDH）中，将这两个系列统一起来，在同一个等级上两个系列的码速率相同。点到点PCM通信原理如图21所示。话音信号先经过低通滤波器后得到与人的声音频率相近的限带信号（3003400Hz），进行脉冲抽样，变为频率为8KHz的抽样信号（即离散的脉冲幅度调制PAM信号），然后将幅度连续的PAM信号用“四舍五入”的办法量化为有限个幅度取值的信号，再经过编码转化为二进制码。对于电话，CCITT规定抽

12、样取值速率8Hz，每个抽样值被编成8位码，即共有2n256个量化值，因而每话路PCM编码后的标准码速为64Kb/s。为了解决均匀量化时信号量化误差大、音质差的问题，实际中一般采用不均匀量化的非线性量化方法，即量化特性在小信号时分层密、量化间隔小，在大信号时分层疏、量化间隔大。2 PCM编译码原理本实验采用PCM编译码专用大规模集成电路TP3057来完成PCM的编译码，实验原理框图及其电路原理图分别如图22、图23所示。拨码开关SW201用来改变基带信号（正弦波）抽样信号的相位（PCM编码时隙，开关K203用来选择基带信号，接1、2脚时，使用内部信号源提供的正弦波信号，接2、3脚时，外加基带信号

13、从TP206输入）。信号发生器部分为两个PCM编译码器提供2.048MHz的时钟信号和8Kz时隙同步信号。在实际通信系统中，译码器的时钟信（即位同步信号）和时隙同步信号（即帧同步信号）应从接收到的数据流中提取，本实验中将信号源产生的时钟信号及时隙信号直接送给译码器。由于时钟频率为2.048MHz，抽样信号频率为8KHz，故PCM编码速率为2.048MHz一帧中有32个时隙，其中29个时隙为空时隙，第0时隙为帧同步时隙，第二时隙为信号A的时隙，第1(或者5、或7-由拨码开关SW201控制)时隙为信号B的时隙。图2-1 点到点PCM通信原理本实验产生的PCM信号类似于PCM基群信号， 但第16个时

14、隙没有信令信号，第0时隙中的信号与PCM基群中的第0时隙的信号也不完全相同。由于两个PCM编译码器使用同一个时钟信号，因而可以对它们进行同步复接（即不需要进行码速调整）。又由于两个编译码器输出数据处在不同的时隙，故可以对PCM-A和PCM-B进行线或。本实验中用或门74LS32对PCM-A和PCM-B及帧同步信号进行复接。本实验中是将复接前的PCM编码信号直接送入解码电路，故不需要对PCM进行分接处理。图2-2PCM编译码框图四、实验步骤1 将开关K201、K202、K203接为1、2脚（实验完毕立即将三个开关接为2、3脚）；2 接通电源，按下开关K1、K2、K200，使电路工作；3 调节W0

15、01、W002、W003、W004，使TP206处在的正弦波频率在2KHz左右且无明显失真。将拨码开关SW201的1（选中第一时隙）、3（选中第5时隙）、4（选中第7时隙）位中的任意一位拨上，观察TP201-TP211处的波形，记录下来；4 将拨码开关SW201的第一位拔上，用双踪示波器观察TP203与TP205处的波形（注意示波器应设置为CH1同步），注意二者的相位关系。将SW201的第3位、第4位分别拨上（特别注意同时只能拨上一位），在观察连个波形的相位关系，记录下来；5 观察TP209处的波形，改变SW201的设置，波形有什么变化？记录下来；6 将K203接2、3脚，将低频信号源产生的1

16、KHz的正弦波从TP206输入，示波器的两个通道分别接TP206和TP210，将输入信号幅度分别调到等于5VP-P和大于5VP-P，观察满载和过载时的译码输出波形。再将信号幅度分别衰减到10dB、20dB、30dB、 40dB，观察译码输出的波形（当衰减较大时，解调输出信号波形上叠加有明显的噪声）。图2-3PCM电路原理图五、实验仪器仪表1、20M双踪示波器 1台2、现代通信原理试验系统实验箱 1台3、三用表 1块六、实验思考1、TP3057 PCM编码器输出的PCM数据的速率是多少？ 在本次实验系统中，为什要给TP3057提供2.048MHz的时钟；2、 认真分析TP3057主时钟与8KHz

17、分帧收、发同步时钟的相位关系。七、实验报告要求1、画出实验电路的实验方框图，并叙述其工作过程；2、画出实验过程中各测量的波形图，注意对应相位关系。3、设PCM通信系统传输两路话音，每帧三个时隙，每路话音各占一个时隙，另一个时隙为帧同步时隙，使用TP3057编译码器。求：（1）编码器的抽样信号频率及时钟信号频率，以及两个抽样信号之间的相位关系。（2）时分复用信号码速率、帧结构。（3）采用PCM基带传输，线路码为HDB3码，设计此通信系统的详细方框图以及PCM编译码电路。（4）采用PCM/2DPSK频带传输，设计此通信系统的详细方框图。4、写出本次实验的心得体会，以及对本次实验有何改进意见。实验三

18、 增量调制编译码系统实验一、 实验目的1 掌握增量调制编码的基本原理，并理解实验电路的工作过程；2 了解不同速率的编码，以及低速率编码时的输出波形；3 理解连续可变斜率增量调制系统的电路组成与基本工作原理；4 熟悉对增量调制编译码电路工作过程的检测和测试方法；5 熟悉增量调制系统在不同工作频率、不同信号频率和不同信号幅度下跟踪输入信号的情况；6 掌握测量系统的过载特性、编码动态范围二大指标的测试方法。二、 实验内容1 观察增量调制编码各点波形并记录下来；2 观察增量调制译码各点波形并记录下来；3 测量系统的过载特性，并绘制系统的过载特性曲线；4 测量系统的编码动态范围。三、 实验原理增量调制是

19、由PCM发展起来的模拟信号数字化的一种编码形式，它是PCM的一种特例。增量调制编码只用一位，该位码不是表示抽样值的大小，而是表示抽样幅度的增量特性，即采用一位二进制数码“1”和“0”来表示信号在抽样时刻的值相对于前一抽样时刻值的大小，增大则输出“1”码，减小则输出“0”码；输入的“1”和“0”只是表示信号相对于前一个时刻的增减，不表示信号的绝对值。增量调制编码器实验方框图、电路原理分别如图3-1、图3-2所示。本实验电路采用三连“0”、三连“1”压扩检测算法的连续可变斜率增量调制器，其核心部分是MC34115大规模集成电路。图3-1增量调制编码器实验框图1 调制电路工作原理音频模拟信号由TPA

20、01进入，经发送通道输出到电解电容E501，经过耦合至MC34115的模拟信号输入端1脚。U501（MC34115）的第15脚接高电平，使其工作方式在编码方式。此时芯片内的模拟输入运算放大器与移位寄存器接通，从1脚（ANI）输入的音频模拟信号与2脚（ANF）输入的本地解码信号相减并放大得到误差信号，然后根据该信号的极性编成数字信码，从第9脚（DOT）输出。该信码在芯片内经过三级或四级移位寄存器及检测电路，检测过去的3位或4位信码中是否出现连续的“1”或连续的“0”。一旦当移位寄存器各级输出为全“1”码或全“0”码时，表明积分运算放大器增益过小，检测逻辑电路从第11脚（COIN）输出负极性一致脉

21、冲，经过外接平滑滤波器后得到量阶控制电压加到3脚（SYL端）。由内部电路决定，GC端电压与SYL端相同，这就相当于量阶控制电压加到GC端，该端外接调节电位器W502，调节W502即可改变GC端的控制电流，以此控制积分量阶的大小，从而改变环路增益，展宽动态范围。第4脚（GC）的输入电流经电压/电流变换运算放大器，再经量阶极性控制开关送到积分运算放大器电路，极性开关由信码控制。外接积分网络与芯片内部积分运算放大器相连，在二次积分网络上得到本地解码信号送回ANF端与输入信号再进行比较，从而完成整个编码过程。在没有音频模拟信号输入时，话路是空闲状态，则编码器应能输出稳定的“0”，“1”交替码。这需要一

22、最小积分电流来实现，该电流可通过增大调节电位器来获得。由于极性开关的失配，积分运算放大器与模拟运算放大器的电压失调，此电流不能太小，否则无法得到稳定的“0”、“1”交替码。该芯片总环路失调电压约为1.5mV，（注：IGC=12.0uA, Vcc=12V,TA=25），所以量阶可选择为3mV。当本地积分时间常数为1mS时，则最小积分电流取10A，就可得到稳定的“1”、“0”交替码。如果输出不要求有稳定的“1”、“0”交替码，量阶可减小到0.1mV，但环路仍可正常工作。2 解调电路工作原理增量调制系统译码器电路方框图、电路原理图分别如图3-3图、3-4图所示。图中，由发送端送来的编码数字信号送到U

23、502（MC34115）芯片的第13脚，即接收数据输入端。因为该芯片工作在译码状态，故第15脚为低电平，使模拟输入运算放大器与移位寄存器断开，而数字输入运算放大器与移位寄存器接通，这样，接收数据信码经过数字输入运算放大器整形后送到移位寄存器，后面的工作过程与编码时是相同的，只是解调信号不再送回第2脚（ANF），而是直接送回后面的积分网络中，在通过接收通道的带通滤波器滤去高频量化噪声，最后得到解调信号。图3-3增量调制系统译码器电路组成方框图图3-2增量调制编码电路原理图图3-4增量调制译码电路原理图四、 实验步骤1、增量调制编译码实验接好电源，按下列按钮开关K1、K2、K500。跳线开关设置：

24、KA1接1、2脚，KA2接1、2脚，K501接1、2脚。调节WA01、WA02，使TP501处频率为2KHz，峰值为1V左右的正弦波。观测TP505 的波形并调节W501、W502使TP505的波形比较稳定，用双踪示波器测量TP501TP509及OUT各点的波形。信号保持频率2KHz不变，而改变信号幅度再反复观测TP501TP509及OUT各点波形。输入时钟的速率由K501控制：K501(1-2)=64KHz； K501(2-3)=32KHzK501(4-5)=16KHz； K501(5-6)=8KHz改变输入时钟的速率，分别逐点测量TP501TP509及OUT各点处的波形，并分析测试结果。2

25、测量过载特性 断开KA01，将频率为800HZ的外加正弦信号从TP501处输入，用示波器测量译码器的输出波形，即测量点OUT。调节外加正弦信号使输入信号的幅度由小到大，记录下使译码器输出波形失真时的临界过载电压Amax。 断KA01，将外加正弦信号从TP501处输入，改变输入信号的频率f，分别取f=400Hz、800Hz、1200Hz、1600Hz、2000Hz、2400Hz、2800Hz、3000Hz、3400Hz，列表记下相应的临界过载电平Amax。见表3-1。表3-1 绘制过载特性曲线时，先要测出输入信号某一频率的起始编码电平Ak，然后再测出临界过载电平Amo， 将临界过载电平Amo与起

26、始编码电平Ak之比取分贝数来表示。如取音频输入信号频率f=800Hz，时钟速率为32KHz ，调节音频输入信号的电压幅度Am从零逐渐增大，用示波器观察增量调制系统编码器输出信码P(t) 波形，即测量点TP203 点波形，记录下刚开始编码时的Am值。然后再逐渐增大输入信号的幅度，记录下增量调制系统译码器测量点TP804处的输出波形，即刚开始失真时的临界过载电压Amo ，将Amo/Ak 的比值取分贝数表示，即可绘制出过载特性曲线中的一个点。见表3-2，再作出过载特性曲线。表3-23.测量编码动态范围断开 KA01，将800Hz外加正弦波信号从TP501处输入，将时钟频率分别选择为 16KHz、32

27、KHz 、64KHz，记录各时钟下信号临界过载电压Amax 值，和起始编码电压Ak ，然后计算取分贝来表示： Dc(db)=20lgAmax=201gAk取输入信号的频率f=800Hz，见表3-3。表3-3五、 实验仪器仪表1200MHz双踪示波器 一台2现代通信原理实验系统实验箱 一台3三用表 一块六、 实验报告要求1 画出实验电路的实验方框图，并作简要叙述。2 画出实验内容2中的各点波形图，注意对应时间相位关系。3 结合理论分析说明在测量各点时，所发生的各种现象。4 写出本次实验的心得体会，以及对本实验有何改进意见。实验四 移频键控调制与解调实验一、实验目的：1、 理解FSK 调制工作原理

28、及电路组成；2、 理解利用锁相环解调FSK 的原理和实验方法。二、实验内容：1、测试FSK 调制电路TP901-TP907各测量点波形，并作详细分析；2、测试FSK 解调电路TP908-TP910各测量点波形，并作详细分析。三、实验原理：数字调频即频移键控FSK，它利用载频频率的变化来传递数字信息。数字调频信号分为相位连续和相位离散两种情况。若两个振荡频率分别由不同的独立振荡器提供，则它们之间相位互不相关，称为相位离散的数字调频信号；若两个振荡频率由同一振荡源提供，只是对其中一个载频进行分频，这样产生的两个载频就是相位连续的数字调频信号。本实验中，信号发生器模块提供的载频频率经分频而得到两个不

29、同频率的载频信号，因此为相位连续的调频信号。1、FSK 调制电路工作原理FSK 调制原理框图、电路原理图分别如图4-1及图 4-2 所示。图4-1 FSK调制电路原理框图电路中的两路载频（f1、f2）由时钟信号发生器产生，经过开关K901、K902送入。两路载频分别经射随、选频滤波、射随后送至模拟开关U901：A与U902：B（4066）。基带信号由信号发生部分伪随机信号发生器产生，经过开关K904转接后分两路，一路控制f1=32KHz的载频，另一路经倒相控制f2=16KHz。当基带信号为“1”时，模拟开关1打开，模拟开关2关闭，此时输出f1=32KHz，当基带信号为“0”时，模拟开关1关闭，

30、模拟开关2开通，此时输出f2=16KHz，于是在输出端可得到已调的FSK信号。FSK信号波形见图 4-3。2、FSK解调电路工作原理本实验选用集成锁相环CD4046进行FSK 解调，其解调电路原理框图、电路原理图分别由图4-4及图4-5所示。在设计锁相环时，使其锁定在FSK 的一个载频f1上，则对应输出为高电平，而对另一载频f2失锁，其对应输出为低电平，那么在锁相环滤波器输出端即可得到解调的基带信号序列。MC14046集成电路内部包含两个数字式鉴相器(PDI、PDII)、一个压控振荡器(VCD)和输入放大电路等，环路低通滤波器接在集成电路外部。压控振荡器的中心频率在32kHz。从要求环路能快速

31、捕捉、迅速锁定来看，低通滤波器的通带要宽些；从提高环路的跟踪特性来看，低通滤波器的通带又要窄些。因此电路设计应在满足捕捉时间前提下，尽量减小环路滤波器的带宽。图4-2FSK调制电路原理图图4-3FSK调制原理波形图由图4-5可知，当锁相环锁定时，环路对输入FSK信号中的32KHz载波处于跟踪状态，32KHz载波（正弦波）经输入整形电路后变成矩形载波。此时鉴相器PDII输出端（引脚13）为低电平，锁定指示输出（引脚1）为高电平，鉴相器PDI输出（引脚2）为低电平，PDI输出和锁定指示输出经或非门U903：A（74LS32）和U904：B（74LS04）后输出为低电平，再经积分电路和非门U904：

32、C（74LS04）输出为高电平，最后经过U904：D（74LS04）整形电路反相后输出。当输入信号为16KHz时，环路失锁。此时环路对16KHz载频的跟踪破坏，鉴相器输入端的两个比较信号存在频差，经鉴相器PDI后输出一串无规则矩形脉冲，而锁定指示（第1引脚）输出为低电平，PDI输出和锁定指示输出经或非门U903：A与U904：B后，输出仍为无规则矩形脉冲，这些矩形脉冲经积分器和非门U904：C后输出为低电平。可见，环路对32KHz载频锁定时输出高电平，对16KHz载频失锁时就输出低电平。只要适当选择环路参数，使它对32KHz锁定，对16KHz失锁，则在解调器输出端就得到解调输出的基带信号序列。

33、四、实验步骤1 接通电源，按下按键开关：K1、K2、K900，使电路工作。2 跳线开关设置：K901（12）、K902（23）、K001（12）。3 在CA901上插上电容（2200PF）调节W903、W904，使TP909的频率为2930KHz之间，然后将K902接12脚，此时TP909频率上升。4 调节W901、W902，使TP907、TP904输出的波形幅度平齐，幅值约为2V。5 观察TP901TP910波形，并作记录。图4-4FSK解调电路原理框图五、实验仪器仪表120M双踪示波器 1台2现代通信原理实验系统实验箱 1台3三用表 1块六、实验思考题1 改变4046的哪些外围元件参数对其

34、解调正确输出有影响？2 采用锁相环解调时，其输出信号序列与发送信号序列相比是否产生了延时？七、实验报告要求1 画出测试点的各点波形。2 讨论改变4046的外围元件参数对其解调输出的影响。3 写出本次实验的心得体会，以及对本实验有何改进意见。图4-5FSK解调电路原理图实验五 移相键控调制与解调实验一、 实验目的1. 掌握二相PSK（DPSK）调制解调的工作原理及电路组成；2. 了解载频信号的产生方法；3. 掌握二相绝对码与相对码的码变换方法；4. 掌握伪随机序列的产生过程。二、 实验内容1. PSK调制用内时钟信号源产生的31位的伪随机码做输入信号来观察TP701TP707各测量点的波形。2.

35、 PSK解调依次测量TP701TP707各测量点的波形，画出波形图并做记录，注意时间、相位、幅度之间的关系。3. 观察眼图，并做记录分析。三、 实验原理1. PSK调制PSK系统的调制部分框图及原理电路分别如图5-1和图5-2所示。m序列发生器差分编码调相÷1010MHz晶振÷2PSK信号图5-1 PSK调制部分框图（1） m序列发生器m序列发生器产生一个伪随机序列作为数字基带信号源。根据本原多项式f(x)=x5+x3+1组成五级移位寄存器，可得到31位码长的m序列。图5-3中码元速率为1Mb/s，由信号发生器模块产生。U703：74LS164为移位寄存器，反相器U704A

36、：74LS04、 U704B：74LS04、 U704C：74LS04、 U704D：74LS04、 U704E：74LS04、 U704A：74LS04和异或门U706C：74LS86、 U706D：74LS86、以及与门U705：74LS30共同形成移位寄存器74LS164的复位电路，防止全零码，反相器 U704D：74LS04、 U704E：74LS04起放大、整形作用。（2）绝对相移和相对相移移相键控分为绝对相移和相对相移两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫做绝对移相。以二进制为例，取码元为“1”时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波反相：“1”和

37、“0”调制后载波相位差180°。绝对移相的波形如图5-3所示。图5-2PSK调制电路原理图在同步解调的PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调制载波同相，也可能反相，以至解调后的信码出现“0”、“1”倒置。发送为“1”码时，解调后得到“0”码；发送为“0”码时，解调后得到“1”码。为了克服这种现象，需相对相移方式。相对相移的调制规律是：每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位为基准的，而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值。例如，当某一码元取“1”时，它的载波相位与前一码元的载波同相；当某一码元取“0”时，它的载波相位与前一码元的载波反

38、相。相对相移动波形如5-3所示。通常，相对移相可以通过对信码进行变换和绝对移相来实现。将信码经过差分编码变换成新的码组相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。设绝对码为ai，相对码为bi，则二相编码的逻辑关系为：bi =ai +bi-1。图5-2中，U708B：74LS74为锁存器，形成一级移位寄存器，异或门U706A：74LS86为模二和电路，两者构成绝对码到相对码的转换电路。(3) 0相载波、相载波产生电路晶振J701：10.000MHz与反相器U707E：74LS04 、U707F：74LS04 共同产生10.000MHz的方波，U708A：74

39、LS74为二分频电路，在5脚和6脚分别输出5.000MHz的0相载波和相载波。(4) 调相电路调相电路是由数字选择器U709：74LS153完成。当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波相同；当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的相载波相同，这样就完成了差分信码对载波的相位调制。图5-3示出了一个数字序列的相对移相的过程。对应于差分编码，在解调部分采用差分译码，差分译码的逻辑为：ci =bi +bi-1图5-3数字系列的相对移相过程2. PSK解调2PSK系统的解调部分框图及原理电路分别如图5-4和图5-5所示。鉴相器低通码判决压控振荡器环路滤波器模拟相乘器鉴相器

40、低通差分译码Um2sin(0t+)Um1cos(0t+)图5-4 PSK解调部分框图UdUd2m序列输出PSK入(1) 同相正交环Um2cos(0+2)绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控，因而在码元“0”、“1”等概率条件下都是抑制载波的，即在调制信号的频谱中不含载波线谱，这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接提取参考相位载波。对PSK而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调信号所需要的参考相位载波，实现对被抑制掉的载波跟踪。从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等。本实验采用同

41、相正交环，同相正交环又叫科斯塔（Costas）环。在这种环路里，误差信号由两个鉴相器提供。压控振荡器（VCO）给出两路相互正交的载波到鉴相器，输入的2PSK信号经鉴相后再经低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Ud1、Ud2，这时的基带信号包含着码元信息，无法对压控振荡器（VCO）进行控制，将Ud1和Ud2经过基带模拟相乘器相乘，就可以去掉码元信息，得到反映VCO输出信号与输入载波间相位差的控制电压。(2) 压控振荡器（VCO）压控振荡器是锁相环的关键部件，它的频率调节灵敏度和压控灵敏度决定了锁相环的跟踪性能。本实验采用集成压控振荡器74LS142，其每一个振荡器都有两个电压控制器，Vr（14脚）用于控制频率范围，Vf （1脚）用于控制频率范围调节，外接电容Cext用于选择振荡器的中心频率。选取适当的Vr值和Cext值，将误差电压经线性变换后充当控制电压Vr，这样就可以实现由误差电压控制VCO，当F0=10MHz时，一组典型的实验