电气11-2班瞿宗跃(11053214)电力电子课程设计报告

1、中国石油大学（华东）电力电子课程设计报告电力电子课程设计报告学院： 信息与控制工程学院 题目： 单端反激式开关电源150/9V 班级： 电气11-2班 学号： 11053214 姓名： 瞿宗跃 设计日期： 2014.06.302014.07.13 目录一、课程设计的目的3二、课程设计的要求3三、课程设计原理3四、参数计算12五、焊接及调试输出结果15六、课程设计中出现的问题17七、课程设计总结18八、课程设计相关器件资料19一、课程设计的目的（1）熟悉Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用；（3） 增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。二、课程

2、设计的要求本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。电源输入电压：150V 电源输出电压电流：9V/1A电路板：万用板手焊。三、课程设计原理1、引言电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于

3、线性电源。开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。2、基本反激变换器工作原理基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作 下。（1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正

4、下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图2(a)所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出 由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。（2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，而在副边会感应出上正下负的感应电动势，故VD1正偏而导通，如图 2(b)所示，此时磁路中的存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。图1 反激变换器的原理图（a） （b

5、）图2 反激变换器的两种工作状态 反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次M导通之前，副边已经将磁路的储能放光，即副边电流为零，则称变压器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变压器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。当变换器工作在CCM下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：，其中,。当变换器工作在DCM下时，上述关系仍然成立，只不过此时的增益变为：,可以看出，改变开关器件Q的占空比和变压

6、器的匝数比就可以改变输出电压。3反激变换器的吸收电路实际反激变换器会有各种寄生参数的存在，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。所以基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的，其原因是变压器漏感在开关Q截止时，没有满意的去磁回路。为了让反激变换器的工作变得可靠，就得外加一个漏感的去磁电路，但因漏感的能量一般很小，所以习惯上将这种去磁电路称为吸收电路，目的是将开关Q的电压钳位到合理的数值。在220V AC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有RCD吸收电路和三绕组吸收电路。其结构如图3(a)(b)所示。图3 吸收电路4反激变换器的系统结构反激式变换器的系统结构示意图如图4所示。由图中可以看出

7、，一个AC输入DC输出的反激式变换器主要由如下五部分构成：输入电路、变压器、控制电路、输出电路和吸收电路构成。输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流，而输出电路也是整流和滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。吸收电路如图3所示。所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本次课程设计的重点。图4 反击变换器的系统结构简图5反激式变换器的变压器设计思路铁芯的选择本来是变压器设计的关键因素，因涉及到的内容较多，而本次设计的时间又有限，所以本次设计采用的是EE28铁氧体铁芯，其相关的技术参数见附件一。常用的铁氧体磁芯的起始磁导率为2300，2

8、5时的饱和磁感应强度为，100时的饱和磁感应强度为。变压器的关键数据有：原/副边线圈的匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，当然还有导线的粗细选择等，由于本课程设计的漆包线已确定，所以下面主要介绍变压器关键参数的设计思路。（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q的耐压确定原/副边的匝数比由图2可以看出，开关管Q两端所承受的最高的关断电压应为：，其中是考虑了整流二极管的导通压降，如果考虑到漏感引起的的电压尖峰，则开关管两端所承受的最高的关断电压为：一般来说，开关管的极限耐压需要在这个基础上仍留下至少30%的裕量。假定开关管的耐压极限为,则， 。这就求出了匝比的上限值，匝比只能比这个值小，不能比其大。在

9、这个值的基础上选择一个匝比。就可以求出最大占空比，即最大导通时间。为保证电路工作于DCM模式，磁路储能和放电的总时间应控制在0.8T以内，所以（2）原边匝数的计算根据磁芯，得到有效的导磁截面积，则原边的匝数应保证在最大占空比时磁路仍不饱和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量，所以，匝，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和。通常取2倍的上述计算值。（3）副边匝数的计算根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数。（4）气隙长度的计算在计算气隙长度之前，首先应计算原边的电感值。假设变换器的输出功率为，效率为，则有如下关系成立：h其物理意义是，一个开关周期内原边从电源吸收并存储的能量恰好等于系统的

10、输出和损失的能量。所以输入功率：则原边的峰值电流,代入上式中即可求出初级电感。，其中为电感系数，为磁阻。把磁路画出来，可以求出气隙长度。如图5所示。图5 功率变压器磁路示意图216控制系统设计反激式变换器的控制芯片主要有TOPSwitch 系列芯片、UC384X 系列芯片等，其中，应用比较多的是UC384X 系列芯片，属于高性能固定频率电流模式集成控制器，该集成芯片的特点是，具有振荡器，温度补偿的参考，高增益误差放大器、电流比较器和大电流图腾柱输出，可直接驱动功率MOSFET，并能把占空比限制在50%内。其控制对象是控制流过功率开关管的峰值电流。UC3845的控制原理示意图如图6 所示，它主要

11、由以下四部分构成。振荡器：振荡器频率由定时元件和决定（），振荡器输出固定频率的脉冲信号，注意：由于UC3845会每隔一个时钟周期关闭一次输出，所以振荡频率是开关频率的2倍。开关频率通常取50KHz100KHz 左右。电压误差放大器：误差放大器的作用是放大参考电压与反馈电压的差，其输出电压经两个二极管并经电阻分压后作为电流参考。在输入与输出隔离的开关电源中，为减少误差，通常采用外置电压环，即将UC3845 内部的误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引脚决定电流参考。在后面给出的电压反馈电路设计中会有更详细的说明。电流比较器：电流比较器的门槛值由误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显

12、示输出电压太低时，电流门槛值就增大，使输出到负载的能量增加。反之也一样。触发器&锁存器脉宽调制：一方面，由振荡器输出的固定频率的脉冲信号给锁存器置位，开关管导通，电流线性增加，当电流检测电阻上的电压达到电流比较器门槛值时，电流比较器输出高电平，给锁存器复位，开关管关断，电流比较器的输出恢复低电平；另一方面，振荡器输出的脉冲信号同时输入触发器，使UC3845每隔一个时钟周期关闭一次输出，这是UC3845能把占空比限制在50%内的原因，并决定了振荡频率是开关频率的2倍。电流型控制的优点是本身具有过流保护功能，电流比较器实现对电流的逐周限制，属于一种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率

13、。图6 UC3845控制原理示意图7UC3845 的主要外围电路设计（1） 供电UC3845启动时，变压器T不工作，电容上电压为0，关断。通过电阻给电容充电，当UC3845的7脚电源电压的电压达到8.5V后，UC3845开始工作。此后变压器工作，辅助绕组开始输出电压（12V）为芯片供电。辅助绕组按输出绕组进行设计即可。UC3845的启动电流只需1mA，因而限流电阻只需满足给芯片提供1mA的启动电流。芯片正常工作后需要的功率由变压器T的辅助绕组提供。注意考虑的功率，若超过1/4W可采用多个1/4W电阻并联来组成即可。图7 UC3845供电电路因此取=162 的功率电阻（采用62 和100 的功率

14、电阻串联）（2） 电流检测接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为= 在测试时，如果发现在最小输入电压下，电源无法提供满载功率，就需要减小该电阻值。（3） 电压反馈控制电压反馈环节要与输入电压和控制IC隔离，常用光隔离器进行隔离。光耦的CTR（电流传送比,）会随温度而漂移，为了减小光隔离器漂移的影响，要把误差放大器放在光偶的输入侧，误差放大器可以检测到光耦的漂移引起的其输出端的偏移，然后相应地去调整电流，这个误差放大器可以用TL431。下图给出了电压反馈的拓扑。图8 隔离电压反馈电路设计时把UC3845内部的误差放大器旁路掉，这就意味着光耦要能驱动原来由这个误差放大器所驱动的同样的电路

15、。保证PC817二极管的工作电流通过光耦耦合，不会影响控制IC内部的1mA的上拉电流源，当要全额输出脉宽时，这引脚上仍可以得到+4.4V的电压(0.7V+0.7V+3*1V)。假定检测的值是1mA/V，这样的值为PC817的CTR在0.81.6间，取低限0.8，要求流过二极管的最大电流所以同时发光二极管允许流过的最大电流为50mA左右，所以其中为PC817二极管的正向压降，由技术手册知，其典型值是1.2V, 为TL431正常工作的最低电压，。通过查阅器件表后选择我们通过PC817的与的关系曲线(如图9 所示)可以正确确定PC817二极管正向电流。从图9可以看出，当PC817二极管正向电流在3m

16、A 左右时，三极管的集射电流在4mA 左右变化，而且集射电压在很宽的范围内线性变化。符合UC3845的控制要求。因此可以确定选PC817二极管正向电流为3mA。TL431 的阴极电压在2.5V36V 变化时，阴极电流可以在1mA150mA 内大范围变化，一般选=20mA即可，既可以使TL431 稳定工作，又能提供一部分死负载（或者说是充当一部分假负载）。的目的就是为了能够提供死区电流，从而使TL431 处于一种正常的工作状态。图9 PC817特性曲线由前所述，PC817的取3mA，先取的值，则其上的压降为。则可以确定上的压降，又知流过的电流，因此的值可以计算出来：TL431的参考输入端电流参考

17、值为，为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻的电流为参考输入端电流的100倍以上，所以得的取值范围：= W在该范围内给取值。在此取根据、的关系，得到：，取阻值范围为050的电位器来代替，便于调节。四、参数计算1、变压器参数（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q的耐压确定原/副边的匝数比由于采用二极管整流，在整流输出端有较大的电解电容滤波，输出电压具有纹波小的特点，近似于直流，,由已知，取。（2）原边匝数的计算根据磁芯，得到有效的导磁截面积，则原边的匝数应保证在最大占空比时磁路仍不饱和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量，所以，匝，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和

18、。通常取2倍的上述计算值。因此取匝（3）副边匝数的计算根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数。根据和匝可以求得匝（4）辅助绕组匝数的计算方法一：，取，依然可取匝。从而辅助绕组的匝数匝方法二：通过比例运算关系得到，从而匝，取匝（5）气隙长度的计算原边的峰值电流,初级电感，气隙的长度：2、UC3845 的主要外围电路参数（1） 供电因此取=162 的功率电阻（采用62 和100 的功率电阻串联）（2） 电流检测接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为= （3） 电压反馈控制PC817的CTR在0.81.6间，取低限0.8，要求流过二极管的最大电流所以同时发光二极管允许流过的最大电流为50m

19、A左右，所以，其中为PC817二极管的正向压降，由技术手册知，其典型值是1.2V, 为TL431正常工作的最低电压，。通过查阅器件表后选择由前所述，PC817的取3mA，先取的值，则其上的压降为。则可以确定上的压降，又知流过的电流，因此的值可以计算出来：TL431的参考输入端电流参考值为，为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻的电流为参考输入端电流的100倍以上，所以得的取值范围：= W在该范围内给取值。在此取根据、的关系，得到：，取阻值范围为050的电位器来代替，便于调节。五、焊接及调试输出结果图10 焊接电路正反面图11 调试输出结果六、课程设计中出现的问题此次课程设计

20、较为顺利，我用了两天的时间专门看理论并进行相关理论计算，查找有关资料进行Multisim仿真，其中包括对元器件的资料搜索、RCD吸收电路的相关原理分析、RC低通滤波电路的原理等，同时也查阅了部分单端反激式开关电源的设计方法，总的来说，遇到三个较为困难的问题。其一，在进行Multisim仿真过程中，在Multisim 13.0元件库中找不到课程设计所给的元器件，然而在以前的类似设计中，我总是先得到仿真结果后才会进行下一步的操作，我尝试上网查找一些能够代替已知元件库中有关的器件，通过查找资料后采用1N4007代替FR107和FR307,缺点是做不到像肖特基二极管那样的快恢复特性；采用TLP521-

21、1代替PC817（后来康老师提醒我PC817是线性光耦，不能用TLP521-1代替）。在接下来的仿真过程中出现的结果是仿真开始后输出9V 左右的电压，随着仿真时间的增加，仿真结果不断下降，且下降的较为均匀，请教老师后才知道是TLP521-1不是线性光耦的原因。虽然没有得出较理想的结果，但最起码证明有结果。图12 Multisim仿真图其二，辅助绕组匝数的计算，通过比例运算关系得到，从而匝，取匝在完全按照理论计算所得结果绕制变压器的原副边及辅助绕组后，通过信号发生器及示波器检验所绕制的变压器的变比，完全能够符合这一比例关系，但是在检查完焊接电路后上电后发现稳压二极管1N4742烧掉了，仔细检查两

22、遍辅助电路并检查其他电路后，没有发现辅助绕组哪里出错，所以进一步考虑在稳压二极管支路中串入一410的电阻，减小此支路中的电流，从而起到保护稳压二极管的作用，更换稳压二极管后再次接通电源发现能够有输出。但是老师说虽然这样能够保证稳压二极管的安全，但增大了功耗，实验测得UC3845的=17.5V，这同时也是对UC3845的一种损耗，在后来完成实验要求的所有任务后，我将变压器的辅助绕组改为5匝，将限流电阻去除后，电路仍能正常工作，此时稳压管的输出电压为12.3V。其三，通过上述改变后虽然有输出结果了，但变压器有啸叫声（此时我不是太清楚为什么），随后我尝试带载测试，测试时明显发现随着负载的增加，输出也

23、发生相应的增加，但增幅不大，此时我猜测电路中的反馈回路出现问题，先检查电路，检查一遍后也没发现哪里焊接不对，我开始怀疑会不会反馈回路中有些元器件在我第一次上电过程中被冲击电压击穿或烧毁什么的，经询问老师后，老师说一般不会出现我说的情况，建议我仔细检查电路，于是吃完晚饭后我又去实验室仔细检查后发现，反馈回路中的电容及电阻未与PC817的2管脚相连。焊接后通电PERFECT,变压器没有啸叫声（此时我又查看原理图进行分析，由于未能将和连接到PC817的2管脚上，无电流流过，电容两端电压直接和、构成放电回路，从而失去本来的反馈效果，达不到保持副边电压保持恒定的作用，同时电容也起到吸收电路的尖峰脉冲波的

24、作用，从而使反馈的回路中电流较稳定），带载后压降基本不发生变化，并能带载1A电流5分钟以上，到此，这次实习的成果基本上就有了，花了我五天的时间。总的来说，相当顺利，没有遇到太多的麻烦。七、课程设计总结历时两周的课程设计结束了，在个人努力及老师的帮助下最终出来满意的结果，虽然中间经历了一些挫折，但很快就得到想要的结果还是很有自豪感的。从最开始的电路图设计、参数计算、仿真，到后来的焊接，调试，修改，自己在其中受益匪浅。在这期间，我查阅了很多资料，学习和巩固了许多的知识和技能。在后来和遇到更多其他问题的同学进行交流时更是收获颇多，例如的作用，适当改变可以提高开关电源的带载能力，同时在改变的同时应考虑

25、PC817的特性曲线的斜率问题，不能盲目的更改，在交流中我发现，有的同学盲目更改，计算所得=3欧左右，实际上使用的只有1欧，从而导致电路没有输出，我觉得充分掌握理论之后再进行实践会比较轻松点。最后感谢康老师们对我问的问题耐心讲解，使我对许多问题的看法更加透彻，自己表示十分感谢。八、课程设计相关器件资料（1）UC3845UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大