模拟电子技术课件

1、复习 数电1.7节：半导体器件1. 二极管、稳压管1）单导性：正偏导通，反偏截止。2）VA特性 分3个区：正向区、反向区、反向击穿区（稳压管）。二极管方程式：式中：IS反向饱和电流，与少子数量、环境温度有关；UT：温度电压当量，室温时UT26 mV。约定：硅管导通压降Uon0.7 V，锗管Uon0.2 V。3）稳压管VDZ：工作在区，须串联合适的R；主要参数：UZ、IZmin和IZmax，稳压时：IzminIZIZmax4）双向稳压管：原理与VDZ同，但有正、反向稳定电压值：±UZ 。 5）理想二极管：正偏导通压降为0，反偏时内阻。 二极管应用：整流、钳位、限幅保护等。2. 双极型晶

2、体管（BJT）特性、原理、参数1）BJT：流控电流器件；有输入、输出特性；主要参数：，；ICEO；ICM、PCM、U(BR)CEO（后3：极限参数）。2）输入、输出特性（1）输入特性iBf1(uBE，uCE)|UCE工程中以uCE1 V的一条作为输入特性。（2）输出特性iCf2(iB，uCE)|IB3区：饱和、截止和放大区。放大器中BJT处放大区；BJT处于放大区的外部条件：发射结（Je）正偏，集电结（Jc）反偏！约定：硅管Je正向导通压降UBEQ0.7 V，锗管UBEQ0.2 V。饱和管压降UCES0.1 0.3 V（小功率管）。静态工作点Q：BJT 3电极承受直流电压和相应的DC电流，决定

3、了伏安特性上一点Q，这点就是静态工作点，如图示输出特性上Q点，此时uCEUCEQ，iCICQ，记为Q(UCE，IC)。注意： Q点参数为DC量！ 设置Q点目的：不失真放大交流信号！3. 场效应管（FET）特性、原理、参数结型JFET、耗尽型MOS管、增强型MOS管（IGFET）各类FET均有N和P沟道。其中增强型MOS管用于CMOS数字IC，而JFET、耗尽型MOS管用作放大器件。FET：压控电流器件；有转移特性和漏极特性。 FET几乎无栅极电流iG 无输入特性，但有转移特性（平方率关系）：式中：IDSS饱和漏极电流，UGS(off)为夹断电压。转移特性体现FET的压控电流作用。漏极特性与BJ

4、T输出特性相似。主要参数：跨导gm（ BJT的），反映器件的放大能力；DC输入电阻RGS(DC)：JFET的RGS(DC)109 ，IGMOS管的RGS(DC)1013 。4、模拟IC简介模拟IC：采用特殊生产工艺，先把BJT or FET、二极管、电阻、小电容、连接导线组成电路后，制作在一小块硅片上，再做出若干管脚，最后封装于一个管壳内，构成一个完整的、具有一定功能的器件。 模拟IC元件密度高、连线短、体积小、功耗低 提高了模拟电子设备的可靠性和使用灵活性。模拟IC含集成运算放大器（运放）、集成模拟乘法器（模乘）、集成电压比较器、集成功率放大器（功放）、集成三端稳压器等，将在后续章节出现。其

5、中用得最多的是运放!希望把握住IC的外部性能，特别是运放：开环电压增益Aod、Rid和Ro等参数。注 意： 建议学习“模电”时，掌握器件和电路的外部性能；在此基础上，学会分析模拟电路的方法。 通过预习、听课、做题；思考、讨论等几个环节，理解、掌握“模电”的概念和分析方法。平时多做题，勤于思考，多想为什么，从何下手解题，用到什么概念、方法，努力学好“模电”！P47：第2章 基本放大电路§2.1 组成 原理一、组成 线性放大低频微弱信号（mV）uiii ui（V）如图：直流电源VCC：能源，它使电路建立起放大状态；us：信号源（典型输入信号：正弦波），Rs为其内阻；经放大后，输出信号uo

6、、io供给负载（扬声器）。此电路中，话筒送来微弱音频信号经放大后，推动扬声器音圈振动，发出清晰、悦耳的声音。扬声器所需能量系VCC提供，晶体管只起能量控制作用。工程中采用多级放大电路（多放），末级是功放。不管是电压放大级，还是功放输出级，均需满足：1、晶体管工作在放大区BJT：Je正偏、Jc反偏；FET：加合适的栅偏压UGS管子处放大区。2、ui能输入、uo能输出。只有这样，微弱信号才经晶体管不失真地被放大！二、指标 原理3性能指标：1、电压放大倍数（增益） Auu；输入电压ui被放大Au（1）倍，但实质：晶体管的电流控制作用，输出较大能量来自VCC，而非晶体管！2、输入电阻 ：表示取用信号源

7、电流之大小；3、输出电阻 ：表示带负载能力。三、共射单管放大电路如图：VCC是集电极回路的直流电源（一般：几伏十几伏），用习惯画法：电源“”极接射极（缺省），“”极经RC、RB分别接集电极c、基极b，确保Je正、Jc反偏。电路输入电压ui、输出电压uo的共同端是BJT的射极e，故共射（CE）电路，数电§1.7讲过。电路中各元器件作用：1、集极电阻RC：几k十几k，作用：将iC的交变转换为集-射电压uCE的变化；2、基偏电阻RB：几十k几百k，为b极提供合适的偏置电流IB（偏流）。这一偏流大小为: （1）一般VCCUBE，故有： （2）可见：IB取决VCC和RB之大小，VCC、RB一旦

8、确定，IB也就固定，故称为固定偏流电路。3、隔直耦合电容C1、C2：一般：几F几十F的电解电容器，作用：隔断直流，耦合交流。待放大AC输入电压ui从左端输入，uo由右端取出。ui通过C1加到BJT b极，引起iB相应变化，iB变化使iC随之变化。iC在RC上产生压降，而uCEVCCiCRC。当iC瞬时值增大时，uCE就要减小，故uCE变化恰与iC相反。uCE的变化量经C2传至RL上，成为uo。如合适选取电路参数，uo幅度将比ui的大许多倍，这倍数就是电压放大倍数（增益），故此电路有电压放大作用。例1-1 P82：判断题2-4图a、d能否正常放大正弦AC信号？如不能，指出错处。P82：题2-2；

9、2-3；2-4 b、c、e、g、h。§2.2图解法（适用于大信号分析，如功放）2法。另：微变eq电路法（适合小信号分析）。预备知识：晶体管放大电路的特点：DC与AC量共存；VT非线性。以基本共射（CE）放为例： 电路中直、交流混在一起 为分析清楚起见，有必要区分§2.2.1 直流（DC）通路与交流（AC）通路一、DC通路 由VCC决定的DC电流流通路径对基本CE放，画出DC通路，已知及电路参数，估算IBQ、ICQ、UCEQQ（UCE，IC）二、AC通路 加ui，AC量传输路径用于求3 AC性能指标。画法：大电容AC视为短路；VCC对AC不起作用，同样视为短路。如基本CE放的

10、AC通路。§2.2.2图解法步骤（解题用）：1、由DC通路作直流负载线（iCuCE坐标系）；2、由DC通路估算IBQ，并在直负线上确定Q（UCE，IC）；（1、2为静态分析）3、先由AC通路求RCRL，再取截距OAUCEQICQ，最后连AQ并延长之，得AB，AB即为交负线；4、画ui作用下iC、uCE的波形图，由图截取最大不失真输出电压幅度UomM。（3、4属动态分析）例2-2 已知基本CE放参数和3DG6的输出特性，用图解法求：1）Q（UCE，IC）； 2）最大不失真输出电压幅度UomM；3）若RB改为600 k，Q点位置？问与2）同样大小的ui时，uo波形失真吗？4）若RB改为1

11、50 k呢？§2.2.3Q点位置选择一、由例2-2知：为获UomM，Q点应选在交负线中央位置。二、除非获得UomM，选Q点常采取原则： 当信号幅度不大时，为降低VCC功耗，在不失真及保证电压增益前提下，将Q点选得略低一点。注意：Q点选得过低，且信号幅度较大时，NPN BJT每一周期将有一段时间截止，导致截止失真；反之，若Q点选得过高，且信号幅度较大时，又使动态工作点一段时间内移入饱和区，引发饱和失真。故在输入信号幅度较大时，Q点应选在交负线中央位置。这靠选取合适的RB、RC或VCC达到。其中选取RB最为直接、方便，因而也是最实用之法。 思考：为什么？三、图解法特点：直观、全面，能在特

12、性曲线上合理安排Q点，并大致估算放大器的动态工作范围。四、缺点 需在输出特性上作图，繁琐、工作量大； 对于其他性能指标，如分析Ri、Ro及负反馈放大电路等无能为力。故必须研究更简便之法，这正是下次课介绍的微变eq.电路法（适合小信号工况）。习题P83：题2-5a、b；2-6，7，8例2-3 画P83：题2-5 c图的DC和AC通路。§2.3 微变eq电路法§2.3.1 BJT的H参数模型一、建模二、简化H参数eq电路2个简化H参数中已知，但rbe需用下式估算：式中：rbb'为b区内一个等效点，估算时取rbb'300 （除非题目给出），而rb'e26

13、mV/IEQ(mA)是折合到b极、与rbb'相串联的电阻，须乘以（1），因rb'e、rbb'流过的电流不同，两者差（1）倍。注 意： 1）H参数针对AC量，因此H参数模型只用来分析、求取各AC量。正因为如此，PNP和NPN型BJT有着相同的模型；2） BJT特性非线性 4个 H参数都与Q点有关。只有小信号，估算误差才较小；3）适用范围：0.1 mAIEQ5 mA；4）体现控作用，其方向为：流入b极，流入c极。思考：对于PNP管，、方向如何确定？§2.3.2 用微变eq电路法分析基本CE放微变eq电路画法：从输入端沿AC信号传递方向，将BJT用简化H参数模型画出

14、，其余部分按AC通路绘制，一直画至输出端，再标注有关相量，就画出微变eq电路。例2-4 已知电路参数及BJT的rbe、，用微变eq电路法分析基本CE放，导出、估算式。解：先画微变eq电路图，由图写式。P84：题2-10，11，12§2.4 其它基本放大电路§2.4.1 分压式Q点稳定的放大电路（射偏放）T ICQ，即Q点上移；若T Q点下移，因而须设计：稳Q点电路。例2-5 分析图示放，已知电路参数如图，BJT的50，试问：1）组态？2）画DC通路，求Q（UCE，IC）；3）画微变eq电路图，由图求、之值。解：1） b输入端，c输出端，e公共端 CE组态。2）画DC通路，设

15、I1IB，则：UBRB2 VCC /（RB1RB2）2.8 V 基本固定ICQIEQ（2.8 V0.7 V）/1.5 k1.4 mAUCEQVCCICQ×(RCRE)5.3 V Q(5.3 V，1.4 mA)3）射偏电路动态分析：求 、之值:先 rberbb'(1)26 mV/IEQ mA300 51×(26 mV/1.4 mA)1.25 k画微变eq电路图，由图写： 1.3与基本CE放同，“”表：与反相。因此：只要是CE放，都有与反相180°。思考：Au为何小？采取何措施，既使Q点稳定，又使Au不致减小。再：求输入电阻Ri ，由图：故： 则： 7 k最后

16、求输出电阻：根据定义，将短路，因而有0，0，即受控源开路，同时断开RL，得：RoRC3.3 kP65下方：晶体管恒流源 将射偏电路DC通路RC断开，接入RL，问：IC恒定吗？DC电阻RQ、AC电阻Ro的大小？1）ICQIEQUB /RE 恒定2）RQUCQ /ICQ V/mAk 小3）Rorce1RE/(rbeRERB) 几百k，大。符号 特点§2.4.2 射极输出器 (射极跟随器or CC放)1、静态分析 已知电路参数及，求Q（UCE，IC）。画DC通路，得：IBQ(VCC0.7 V)/RB(1)REVCC/RB(1)REICQ×IBQ UCEQVCCICQ×R

17、E2、求、Ri、Ro 画微变eq电路图，由图写式：rberbb'(1)26mV/IEQ(mA)P85：题2-14、2-17、2-18、2-20§2.5.1 FET放大电路静态分析§2.5.2 FET放动态分析1、FET低频微变eq电路2、分析例例2-7 右图：分压式偏置FET放的组态？已知电路参数及gm，导出、式。解：1）组态：共2）画微变eq电路图，由图写式：“”表示与反相。可见：对CS放，与相位关系与CE放相同。 输入电阻： RG（RG1RG2）输出电阻：根据定义，将短路，有0，因而gm0，即受控源开路，同时断开RL，向左看入，得：RoRD3、源极输出器例2-8

18、 改右图：组态？已知电路参数及管子的gm，导出、式。解： 1）组态：2）画微变eq电路图，由图写式：1RiRG（RG1RG2）求 ，见黑板。P86：题2-21，22，24第3章 多放与运放§3.1 多级放大电路（简称多放）多放：多个单放采用合适的耦合方式，级连在一起。集成运算放大器（简称运放）：做在一小块硅片上的直接耦合多放。§3.1.1 级间耦合方式1、3种耦合方式1）阻容耦合：见P89图3-2两级放：无论级与级之间，还是信号源与第一级之间、第二级与负载之间，均为电阻、电容耦合。2）变压器（T）耦合：见P90图3-4：级与级（用T1）、第二级与负载之间（用T2），均为T耦

19、合。注意：T有阻抗变换作用！3）直接耦合：见P91图3-7：级与级之间、信号源与第一级之间、第二级与负载之间，都用导线直耦。二、3种耦合方式优缺点比较阻容耦合P89图3-2直接耦合P91图3-7变压器耦合P90图3-4优点1）各级Q点独立，互不影响；2）C容量足够大，AC压降小；3）分立元件电路，便于制作印刷电路板（PCB）。1）既可放大DC信号，又可放大AC信号；2）无大电容或T，便于制成IC。1）各级Q点独立（因T不传输DC信号）；2）可电压、电流、阻抗变换。缺点1）不能放大DC信号或缓慢变化的信号（电容隔直）2）无法制作IC，因IC中C100 pF；3）不能阻抗匹配。1）各级Q点相互牵制

20、，估算、调试均不方便；2）有温度漂移温漂或零点漂移（零漂）。 1）高、低频频率响应较差（因T有电感L和匝间电容C0）；2）T笨而大，无法集成。3、直耦多放的问题及解决办法1）失真问题 P91图3-7 UCE1UBE20.7 V Q1偏高VT1易入饱和区饱和失真。解决办法：（1）P92图3-8a VT2射极串RE2UCE1，Q1下移；但接入RE2Au2，与射偏放联系起来，思考为什么？（2）图3-8b VT2射极串稳压管VDZ，R为限流电阻。用UZ抬高了UCE1。 VDZ动态电阻rdUZ /IZQ2小（） Au2不多；（3）图3-8c NPN和PNP型BJT交替使用： VT2仍为Je正偏、Jc反偏

21、； UCE1，UCE1VCCUEB2URE2，Q1下移第一级动态幅度UO1m不受限。2）温漂（零漂）（1）若将图3-8各电路的ui短路，输出应为一直流电压，但用测量仪表观察，发现随着时间t的推移，uo会作偏离零值、缓慢而随机的变化，这就是零点漂移（简称零漂）。（2）产生零漂原因：BJT参数随温度之变而变，特别是第一级VT1的Q点的偏移引起零漂尤其严重（思考：为什么？），故又将零漂称为温漂。（3）衡量温漂大小的公式：uist=uost /（Au×T）mV/ 意义：将输出端的温漂折算到输入端，以便比较不同Au多放的温漂之大小。电路抑制措施：采用差放。4、多放分析1）Q点 2）n级多放AC

22、性能指标§3.1.3 多放分析例1、Q点分析 DC通路，用电路课程中求DC电路的方法分析。 各级Q点相互牵连 联列方程式or找突破点求解2、动态分析 3性能指标用直接列写法。对n级多放： 根据§2.6.1 CC-CE组合单元： 推广至n级多放： RiRi1 ； RoRon 题P87：2-27，28；P113：3-3，5。例3-1 直耦3级放，电路、器件参数如图标注，求：1）Q1（UCE1，IC1）；Q2（UCE2，IC2）；2）设稳压管的rd500 ，求、Ri、Ro之值。解：静态时 0，0，电路中只有DC量。则I1（12 V0.7 V）/ 95 k0.12 mAI20.7

23、V/ 6.8 k0.1 mAIB1I1I20.02 mA，IC11 IB11 mA， UCE1UZ0.7V4.7V 故Q1（4.7V，1 mA）；求：Q2（UCE2，IC2）；2）板书。§3.2.13 射极耦合差放1）差模输入 2）共模输入 大小相等、相位相同静态时 UC1QUC2Q，UOQC0 V。动态时 0 V 双端输出。因此：共模电压增益/0 理想对称；1 2半电路有点不对称。定义：共模抑制比KCMRRAud /Auc 越大越好！注意：概念！1、既然差放对无放大作用，那么为何还要讨论Auc？ T变化对2差分对管影响相同，前知uost折算到2输入端，折算后是一对共模信号。若在这对

24、共模信号作用下，竟Auc0，说明：差放抑制零漂能力极强。 可用Auc校验差放抑零漂能力。2、以下几个概念等价：Auc小KCMRR大Q点稳定共模负反馈作用强零漂（温漂）小。补1 差放对何种信号放大？对何信号抑制？它靠什么原理工作？为何：运放第1级毫不例外采用差放？题：3-8，9；补1；3-10（1）选例3-2 射耦差放。已知2管全同，1250，RL36 k，rb100 ，其余参数见图。估算：1）Q1（UCE1，IC1）、Q2（UCE2，IC2）；2）双端输出（双出）的、Rid、Rod之值；3）若仅改RL18 k，将RL接至c2与地之间，再求、Rid和Rod之值（双入、c2单出），问：Q1、Q2是

25、否改变？4）若将RL18 k，改由c1与地之间单出呢？解： 1）IB1QIB2Q(VEEUBE)/R1(1)2RE6 µAIC1QIC2Q IB1Q0.3 mA；UCE1QUCE2QVCCVEEIC1Q(RC2RE)6.84 V； Q1(6.84 V，0.3 mA)Q2(6.84 V，0.3 mA)；2）rbe100 51×26 mV/0.3 mA4.52 k双入双出：97.4 式中RC(RL /2)双入：Rid2(R1rbe)9.04 k双出：Rod2RC36 k 3）、4）见黑板。§3.2.4 带射极恒流源差放例3-3 差放参数如图标注，3管全同，12350，

26、恒流源AC eq.电阻Ro3.8 k，RP调在中央位置，rb100 。分析：1）RP作用？恒流源代替RE的作用？2）UC1、UC2之值；3）、Rid和Rod之值；4）若将端接地，自端与地端之间输入，即单端输入方式（单入），分析效果。解： 1）当左、右2半电路有点不对称时微调RP，可改变2半电路的对称性，故称RP为调0电位器； 射耦差放RE，抑制0漂能力，但REVCC，PRE，很不经济 利用恒流源RO(DC)小，不必VCC，而Ro，共模负反馈作用。 2）4）见黑板。以射耦差放（R10）为例，归纳：P103表3-1不同输入/输出方式差放的动态估算式I/O方式RidRod双入双出RC(RL/2) /

27、rbe2rbe2RC双入单出(c1)RCRL/2rbe2rbeRC双入单出(c2)RCRL/2rbe2rbeRC注：单入与双入效果同。题：P114 3-11，13，15§3.3 集成运放§3.3.1 组成 符号1、输入级 带恒流源差放，0漂小、易补偿、Rid；2、中间级 复合管CE放or多放，取得足够大Auo；3、输出级 要求Ro小，故用CC放or互补对称功放；4、偏置电路 统一提供，为各级提供稳定的偏流，故：由各种电流源担当。§3.3.2 电流源（IC）恒流源（分立元件电路）1、电流源作用有二：1）为多放提供合适的偏流；2）充当放大器件的有源负载。2、主要有3类

28、电流源1）镜像电流源 如图，2管全同，12，IB1IB2IB （*） UBE1UBE2UBE，基准电流：IR(VCCUBE)/R由图和式(*)，在c1处：IC2IC1IR2IBIR2 IC2 /解得： IC2IR /12/ 2 IC2IR(VCCUBE)/R VCC、R稳定，2Je加UBE，亦稳定 IC2恒流。又因 IC2、IR镜像，故名：镜像电流源。2）微电流源改：镜像电流源VT2 e极接一电阻RE，便成微电流源。 由图： UBE1UBE2IE2 REIC2 RE （1） ICIEIS(eUBE/UT1)IS eUBE/UT （2） IC2(UBE1UBE2)/RE(UT /RE)ln(IC

29、1/IS)ln(IC2 /IS)(UT /RE)ln(IC1 /IC2) （3） IC1、IC2随温度的同向变化量，式(3)中被抵消 IC2（µA）基本恒定，故名：微电流源。但：式(3)是一超越方程，只能用试探法求解，即：用凑IC1、IC2之法求IC2。3）多路电流源 为运放各级提供几路恒流！ P108：图3-25 3路电流源共用同一基准电路VT2、R，产生3路恒流：IC1、IC3 微电流源；IC4 镜像电流源，为3级运放提供偏流。§3.3.3 运放主要参数对于运放，用6个主要参数表示性能：指 标意义、大小理想运放开环差模电压增益AodUod/Uid实际运放Aod几十万倍以

30、上。取分贝数：20lg Aod20lg(Au1Au2Au3)20lgAu120lg Au220lg Au3，高达140dB差模输入电阻Rid RidIi，性能佳的实际运放：Rid1 M通频带fBW（-3 dB带宽） fBWfHfLfH 从幅频特性看，fBW为降低3 dB所夹频带；高性能实际运放fBW1 MHz输入失调电压UIO去掉RP，使UOQ0 V应加补偿电压。UIO越小，运放输入级对称性越好0输入失调电流IIOIIOIB1- IB2，IIO越小，表明运放输入级差分对管值的对称性越好0输出电阻Rod Rod越小，表明运放带载能力越强。性能好的实际运放Rod（）0§3.3.4 典型运

31、放F007 第2代通用型运放1、四大块组成：1）输入级；2）中间级；3）输出级；4）偏置电路。读图：P.110图3-271）输入级VT1 VT7 其中：VT1 VT4：CC-CB组合差放，VT5VT7：改进型镜像电流源，差放的有源负载；2）中间级VT16 、VT17复合管CE放，16×17，达数千倍，Au中；VT12、VT13：镜像电流源，充当中间级的有源负载。 rberbe16(116)rbe17 Ri中3）输出级VT14(NPN)；VT18、VT19(eq. PNP)为改善性能，采取措施：（1）VT15、R7、R8：UBE扩大电路 UBE15UCE15 R8 /(R7R8) 代入

32、数据，得：UCE15 1.6 UBE15 ，将UBE15 扩大1.6倍，作为VT14、VT18、之偏压。（2）R9、VD1；R10、VD2 ：一对过流保护电路原理（P.110 倒数：L.11）。4）偏置电路（1）主偏置 VT10、VT11、R4IR：基准电流；主偏置：微电流源，IC10小而恒定。 （2）镜像电流源 VT8、VT9为输入级提供恒流IC8；IC9、IC10、I34构成共模负反馈，原理：P.110 倒L.3（3）镜像电流源 VT12、VT13既提供恒流IC13，又是中间级的有源负载；（4）自举电容C 输出交流电压幅值Uom。总之，F007：开环电压增益Aod（分贝数：dB）：20lg

33、 Aod100 dB，即Aod105；F007的共模抑制比（dB）：20lg KCMRR80 dB，即KCMRR104性能良好，通用性强，应用较广。2、F007实用技术1）调0问题调0电位器RP接e5、e6之间，活动端接负电源:15 V，调输入级偏流UOQ0 V。2）用瞬时极性法，校验反相“”、同相“” 瞬时（电位）极性法：设任一瞬间t，输入端瞬时电位极性为“”，沿着AC信号的传输方向，标有关电极的瞬时电位极性，一直标到输出端，最后校验入/出（I/O）之间的相位关系。 要点： 瞬时电位极性！ 单端极性 注意：沿着AC信号传输方向！不要标到地下去（零电位）！ 标电极瞬时极性时，利用题2-20结论

34、（3种组态及其相位关系）。例3-4 用瞬时极性法，校验： 射耦差放自c2单出的式前的“”号。例3-5 校验F007 脚确为同相：“”输入端。题：3-7；补2；4-3；补3。补2 校验F007 脚确为反相输入端：“”。补3 影响高、低频区频响特性分别是哪些元器件？ 第4章 放大电路频率响应（频响）§4.1 概念 1、频区 在频响特性上分：低、中、高频区；定义：把Aus降为0.707AusM的高、低频率，分别称为上、下限截频fH、fL，由此界定通频带fBW：fBWfHfLfH意义：fBW，放大器在较宽f内无频率失真放大信号，适用性较强。2、频响中频源电压增益 AusM，与f无关。注意：此

35、时，C1、C2、CE均视为短路，Je、Jc结电容看成开路。但低频段：1/(jC1)，C1不能视为短路，AusL，且有附加相移u1； C1、C2等高频段：1/(jCbc)，Jc结电容Cbc（C、Cob）不看成开路，电流经C，UoH，AusH，有：附加相移u2。 C、Cbe(C)等故全频区，有：(f )Aus(f )(f )式中： Aus(f) 幅频特性；(f) 相频特性。二者合一，就是频率特性（即频响，或称：幅相图）。如：某CE放频响特性（幅相图）见黑板。3、波特（Bode）图若：幅相图横坐标取10倍频，纵标用20lg Aus /dB，则：20lg 0.707AusM20lg AusM3 dB；

36、 半对数坐标相频特性(f)仍用原变量、单位 Bode图。§4.2 基本CE放的高频频响1、BJT混合参数形eq电路1）BJT高频小信号模型混参形eq电路图中：跨导gmiC/uBEQ ；rbb100 300 ，rbe26 mV/ICQ； rc、re与结阻抗相比，可忽略；放大电路：Jc反偏，rbc1/(Cbc)，故rb c也可略去 可画：混参形eq电路图（CE）。2）混参与H参数之关系条件：中频区 得中频混参电路，将其与H参数eq电路相比，可导得：3个混参：rbe ；rbb ；gm 式(1)式(3)3）化简 混参eq电路：C（Cob）接在bc之间无单向性用密勒定理（附录F）简化。 CE放

37、：rceRCRLRCRLRL 放大系数K/gmRL/gm RL （4）据密勒定理（附录F）：将C支路断开，折合到：bc间eq电容：(1K)C ；ce间eq电容：(1K)C /KC，因而：画简化混参eq电路。图中：输入端eq电容：C(1K)CC （5）特点：单向、简洁、易析。2、频响式 （版书）题：P136：4-4，7，8§4.3 基本CE放大电路的频响1、分频区法区分中、低、高3频区分别求频响式再合成作全频区Bode图。例4-1 已知基本CE放的电路参数和参数，用分频区法分析频响（画Bode图）。解：作全频区微变eq电路图（C：高频频响；C1、C2：低频频响）。将C2归并下级考虑，则

38、本级影响低频频响的只有C1。1）中频区 fLffH C1足够大，短路；小，开路 由图写出：式中 RiRB/rbe中频源电压增益： usMgm （1）取dB数，频响式为：20lg AusM20lggm180º；2）低频区 0 f fLf比中频时X更大，更可开路，但XC1须考虑C1，则低频源电压增益：usLgmgm 令L(RsRi)C1，则下限截频：L usLusM （2）低频频响式：201gAusL201gAusM201g(/L)10lg1(/L)2180º90ºarctg(/L)90ºarctg(/L)3）高频区 H不可开路，但C1更可短路。用戴维南eq

39、定理于以左部分，eq电路中： 入端电阻 R(RB / Rs)rbb/(1)rbe开路电压 （*）式（*）中： RiRB /rbe高频源电压增益：usHusM 令RH，则上限截频和源电压增益：H1/(2H)usHusM （3）频响式：201g AusH20lg AusM10lg1(/H)2 180ºarctg（/H）。4）全频区频响式 因C1、不同时起作用，故式(1)式(3)合并：us =usM 若f << fH ，则ususM （2）若f fH ，则ususM （3）若fLffH ，则ususM （1）据此：绘完整Bode图，见P129图4-19。由图可见：1）20lg

40、Aus /dB Bode图；2）折线化（理想曲线），便于工程绘制 只要有：fL、fH ；上升、下降速率（分别为20dB/10倍频、20dB/10倍频，etc ），就可绘Bode图；3）由分频区法，得：分析频响的另法写法围绕C1，写L1（RSRi）C1，而fL1；本级考虑C2，则围绕C2，写L2(RCRL)C2，fL2, 取4倍以上较大者作fL ；围绕，写：H R，则 fH，式中：R为戴氏eq电路的入端电阻。2、写法例例4-2 基本CE放参数如图标注，已知3DG8参数：CµCob4 pF，fT150 MHz，300 ，rce470 k，50，求usM、fL和fH之值（本级同时考虑C1、

41、C2）。解： 1）usMICQ1 mArbe30051×1.6 k，RiRBrbe1.6 kgm38.5 mS，RCRL3.2 k26 mV/ ICQ26 usMgm73 如用第2章公式，亦得usM732）fH Cgm /2fT41 pF放大系数 Kgm123C(1K)Cµ538 pF入端电阻 R(RSRB)0.53 k，故：fH 0.55 MHz3）fL C1：fL172.3 Hz C2：fL21.08 Hz取4倍以上大者fL1，作fL，即fLfL172.3 Hz。通频带：fBWfHfL fH 0.55 MHz。题：4-1 (1)(3)；4-9，10（下偏置电阻51 k）

42、3、频响改善 增益带宽积GBP1）要求输入信号uI中频率成分丰富，如音响设备中的图像信号、伴音信号等。而通频带fBWfH，放大电路只在fBW内，Auu才有不变的幅值和相移，也才能对不同频率信号作同样放大；而在fBW以外，Au，且有，uO与uI不成线性关系，有频率失真，包括幅度失真和相位失真。为了频率失真，要求：fLfI(min)，fHfI(max)，这样fBW覆盖uI的全频区，可全频区无频率失真地放大信号。2）改善据fBWfH，而fH，故改善措施：（1）由C(1K)C，Cgm/2fT，知择fT大、C小的BJT，小，fH；（2）引入交负拓宽fBW（详见§5.3.2）。3）增益-带宽积（

43、GBP）定义：GBPAusM×fBWAusM×fH它是描述AusM与fBW均提高之关系的参数。CE放RiRBrberbe ，由AusM式、fH式：AusMgmgm gm(1)由C(1K)CC；RSRBRS，得fH1/2R2(RB / Rs)rbb/(1)rbeC1 2(1) gmC1故 GBP AusM×fH 上式虽不严格，但却指出一个事实：若BJT和信号源一旦选定，则C、和RS就随之确定，那么GBPConst，欲把fBW(fH)扩大几倍，AusM就必然相应地缩小几倍。补2 设射随器（CC放）与基本共射放在同一作用下，且选用同一BJT：3DG8，但前者的fBW却比

44、后者宽得多，试说明个中原因。§4.4 多放频响例4-3 一个具有相同单放环节的两级放：20lgAuM120lgAuM220 dB，fH1fH21 MHz，fL1 fL2100 Hz。1）在同一坐标系统中绘出单放及2级放的幅频特性；2）两级放的fBW变宽还是变窄？估算其fL？fH？解：1）画幅图如黑板所示。2）由幅图知fBW两fBW1fBW2。由此推知：多放的fBW多 比组成它的任一级单放的频带都窄，但窄了多少？ （2）此两级放 ，现fH1 fH21 MHz（相同单放环节），故幅值：AuH 当ffH时，即 解之，得 。同理可求 。可见两级放频带变窄为0.644 MHz。一般地，n级多放

45、AuM1AuM2AuMn，fBW1fBW2fBWn，但可证n级多放上、下限频率fH、fL估算式：1/fH1.1fL1.1题：P136 4-9；4-10；4-1:(4)(6)第5章 反馈放大电路大凡电子线路都毫不例外地引入反馈。反馈极性有正、负之分：正反馈：振荡器（或波形发生器）中引入，它是无输入、也有输出的电子线路（即振荡电路）。第7章介绍。负反馈：多放的某一级或某几级或总体间引入，目的是改善放大器性能。本章主要讨论AC负反馈！§5.1 基本概念1、反馈如黑板方框图所示。反馈：把输出量部分或全部地经反馈网络馈送到输入端，并与输入量比较，从而去正确影响净输入量。具体为：使削弱，为负反馈

46、，否则为正反馈。2、直流反馈与交流反馈对AC信号起反馈作用：AC反馈，否则为DC反馈。例5-1 射偏放（分压式Q点稳定电路）右图所示，引入RB1、RB2、RE和CE后，UBQ固定，ICQUBQ/RE，ICQ相当稳定。 CE对AC信号旁路 RE只对DC量有反馈作用 DC负反馈。DC负反馈目的唯一：稳Q点（联系§2.4所学知识）！3、反馈例例5-2 射随器（射极输出器、CC放）图示，RE接在输入-输出回路间，uF中的fo，将o全部馈送至输入端，uBE中的beiF。故射随器引入AC负反馈（思考：有无DC负反馈）？例5-3 判断交流反馈极性。方法 步骤：1）先判断有无反馈。依据：看I-O回路

47、间有无起联系作用的元器件“桥”，若有则有，若无则无！2）再用瞬时极性法判断反馈极性。3）写出分析结果。瞬时极性法：先设任一瞬间t1，输入端瞬时电位极性为“”，然后沿AC信号的正确传输方向，从输入端标有关电极的瞬时极性一直到输出端，再沿反馈环路折回输入端，最后看f是否削弱id，若是，则为负反馈，否则就是正反馈。习题：补4；P137 4-12；4-13。P168 5-2 a、c、d、e，判断反馈极性。向下预习。判断AC反馈用什么方法？怎样判断？自拟：什么是整体反馈？又何为局部反馈？4、交流负反馈组态（类型） 区分输出取样：若取自于o，则为电压反馈，否则就是电流反馈。取自o，就稳Uo ；取自o，就稳

48、Io 。区分输入连接：若为电压相减，则为串联反馈，否则为并联反馈。 共有4种交负组态：电压串联、电压并联、电流串联和电流并联。例5-4 分析运放电路中分别引入的交流反馈极性及组态。例5-5 判断交流反馈组态。§5.2 闭环增益的一般表达式习题：P169 5-3，5，7，8§5.3 交负对放大电路性能的影响负反馈放以牺牲增益换来性能改善（？），但有哪些性能改进？1、提高的稳定性中频区、均为实数，式（3）可写为：AfA/(1AF)f(A)对Af求导，得： dAf/dA1/(1AF)2 （黑板）2、拓宽频带1）定性说明 作同一放大电路开环和闭环时的幅图。由图显见：fBWffBW

49、。2）定量计算 高频开环增益 /(1jf/fH)高频闭环增益/(1)/(1jf/fHf)（黑板）式中fHf(1AMF) fHfH。 同理可导fLffL/(1AMF)fL fBWffHffBWfH 可见频带展宽，展宽程度与(1AMF)有关。3、减小非线性失真 抑制干扰和噪声1）减小非线性失真由于晶体管非线性，当ui幅度较大时，即使ui正弦波，uo也为非正弦波 放大器产生非线性失真。 任何周期性失真波形总可分解为DC分量、基波和n次谐波的叠加 非线性失真的结果：输出量中产生新谐波成分。因此，仅考虑n次谐波分量，把它看成是输出端的外界干扰，如图所示：解得 可见n次谐波幅值Xon到Xn/|1|，且程度

50、与|1|有关。结论：只要是反馈环包围的量，负反馈就对它削弱。 上述分析只在失真不太严重时才正确。若放大电路输出波型出现严重饱和or截止失真，则BJT在正弦信号每一周期部分时间内已处饱和or截止区，此时|0，负反馈也无能为力（反馈深度1）。 2）抑制干扰与噪声（1）放大电路的干扰、噪声源：一是VCC性能不佳，有交流纹波，影响Xo（电源干扰）；二是BJT工作时，内部载流子运动不规则，产生热噪声、散粒噪声、颤动噪声，从而影响Xo（噪声）。 为了衡量干扰、噪声对有用信号的影响程度，工程上用信号-噪声比，简称信-噪比，取分贝数表示：信-噪比（dB）20lg（信号电压S/噪声电压N）常要求信-噪比20 dB，就要S10N，才不致淹没有用信号！（2）负反馈对干扰噪声的抑制干扰、噪声对放大电路的影响，可看成在输出端出现新的频率分量。与减小非线性失真同理，负反馈削弱这新的频率分量。4、对输入、输出电阻的影响1）闭环输出电阻Rof（1） 压负稳定Uo，使之接