双闭环直流调速系统课程设计

1、设计任务书某晶闸管供电的双闭环直流调速系统， 整流装置采用三相桥式电路， 基本 数据如下：直流电动机： UN 750V ，IN 780A ， nN 375r /min ，Ra 0.04 ，电 枢电阻总电阻R=0.1 ，电枢电路总电感L=3.0mH，电流允许过载倍数1.5 ,折算到电动机轴的飞轮惯量 GD 2 11094.4Nm2 。晶闸管整流装置放大倍数 Ks 75 ，滞后时间常数 Ts 0.0017s电流反馈系数 0.01V / A( 12V /1.5IN )电压反馈系数0.032V min/ r( 12V /nN )滤波时间常数取 Toi 0.002s,Ton 0.02sUn*m Ui*m

2、 Ucm 12V ；调节器输入电阻 Ro 40K 。设计要求：稳态指标：无静差动态指标：电流超调量(T < 5%采用转速微分负反馈使转速超调量等于目录第一章 双闭环调速系统的组成 1第一节系统电路原理图 1第二节 系统的稳态结构图 1第三节 系统的动态结构图 4第二章 闭环系统调节器的设计 7第一节电流调节器的设计 7第二节转速调节器的设计 12第三章 系统的仿真 17参考文献 21第一章双闭环调速系统的组成第一节系统电路原理图转速、电流双闭环调速系统的原理图如图 1-1所示，图中两个调节器 ASR 和ACF分别为转速调节器和电流调节器， 二者串级连接，即把转速调节器的输 出作为电流调节

3、器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发 装置。电流环在内，称之为内环；转速环在外，称之为外环。两个调节器输出都带有限幅，ASR的输出限幅什Um决定了电流调节器ACR的给定电压最大值Um，对就电机的最大电流；电流调节器 ACF输出限幅电压U cm限制了整流器输出最大电压值，限最小触发角aL1图1-1双闭环直流调速系统电路原理第二节 系统的稳态结构图转速电流双闭环调速系统的稳态结构图如图 1-2所示，PI调节器的稳态 特性一般存在两种状况：饱和一输出达到限幅值，不饱和一输出未达到限幅值， 在实际运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的， 因此对于静特性来说，只 有转速调节器饱和与不饱

4、和两种状况。*'d+'上呷十C| X ；* £兴图12双闭坏盲流调速系统的稳态结构图*转速反馈系熱0 电流反馈系数卜1转速调节器不饱和稳态时，两个调节器的输入偏差电压都是零，因此un Un n no*Ui Ui式中，一一转速和电流反馈系数由第一个关系式可得Unno从而得到图1-3静特性的 CA段。与此同时，由于ASR不饱 和u * u m，从上述第二个关系式可知：Id Idm。这就是说，CA段静特性从理想空载状态的Id =0 一直延续到Id = Idm，而Idm 一般都是大于额定电流Idm的。Id这就是静特性的运行段，图1-3双闭环直流调速系统的静特性它是水平的特性。

5、2、转速调节器饱和这时，asr俞出达到限幅值um，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。 稳态时IUJmIddm式中，最大电流Idm是由设计者选定的，取决于电机的容许过载能力 和拖动系统允许的最大加速度。所描述的静特性是上图中的 AB段，它是垂直 的特性。这样的下垂特性只适合于的 n n。情况，因为如果 n n。，则Un U；, ASF将退出饱和状态。双闭环调速系统在稳态工作中, F列关系当两个调节器都不饱和时，各变量之间有UnUn nnoUiUi Id1 dLUUd0 CenCeU n /1 dL Rc K K上述关系表明，在稳态

6、工作点上，转速n是由给定电压U*n决定的；ASR 的输出量U*i是由负载电流IdL决定的；控制电压UC的大小则同时取决于 n和Id,或者说，同时取决于 U*n和IdL。这些关系反映了 PI调节器不同于P调节器的特点。比例环节的输出量总 是正比于其输入量，而PI调节器则不然，其输出量的稳态值与输入无关，而 是由它后面环节的需要决定的。后面需要 PI调节器提供多么大的输出值，它 就能提供多少，直到饱和为止。鉴于这一特点，双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全 不同，而是和无静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给定与反馈值计 算有关的反馈系数：转速反馈系数U nmnmax电流反馈系数

7、Uim1 dm两个给定电压的最大值 Unm和U im由设计者选定，设计原则如下:U ；m受运算放大器允许输入电压和稳压电源的限制U-m为ASR的输出限幅值第三节系统的动态结构图在单闭环直流调速系统动态数学模型的基础上，考虑双闭环控制的结构, 即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构图，如图1-4所示：图1-4双闭环直流调速系统的动态结构图双闭环直流调速系统突加给定电压 U；由静止状态启动时，转速和电流的动态过程如图1-5所示。由于在起动过程中转速调节器 ASR经历了不饱和、饱 和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成图中标明的I、II、川三个阶段。第I阶段 电流上升的阶段（0ti）:突加给定电压U；

8、m后，Id上升，当Id小于负载电流IdL时，电机还不能转动。当Id > IdL后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不 会很快增长，因而转速调节器 ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出 电压保持限幅值um，强迫电流Id迅速上升。直到，山二Idm， u* = um电流调节器很快就压制Id 了的增长，标志着这一阶段的结束。在这一阶 段中，ASR很快进入并保持饱和状态，而 ACF一般不饱和。第II阶段恒流升速阶段（t1t2）:在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流给定下的电流调节系统，基本上保持电流 Id恒定，因而系 统的加速度恒定，转速呈线性增长。与此同

9、时，电机的反电动势 E也按线性增长，对电流调节系统来说，E是一个线性渐增的扰动量，为了克服它的扰动， Ud0 和 Uc 也必须基本上按线性增长， 才能保持 Id 恒定。当 ACR采用 PI 调节器时，要使其输出量按线性增长， 其输入偏差电压必须维持一 定的恒值，也就是说， Id 应略低于 Idm。第川阶段转速调节阶段（12以后）：当转速上升到给定值时，转速调节器 ASR的输入偏差减少到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值 Ui*m ，所以电机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，U：和Id很快下降。但是，只要Id仍大于负载电流IdL，转速就继续上升

10、。直到Id = IdL 时，转矩Te= Tl，贝U dn/dt = 0 ,转速n才到达峰值（t = t3时）。此后， 电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，在一小段时间内（tt4 ）， Id< IdL ，直到稳定，如果调节器参数整定得不够好，也会有一些振荡过程。在这最后的转速调节阶段内，ASR和ACF都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则力图使Id尽快地跟随其给定值 U；，或者说，电流内环是一个电流 随动子系统。第二章双闭环系统调节器的设计双闭环调速系统的实际动态结构图如图 2-1所示，在它与图1-3的不同 之处在于增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环

11、 节。由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入， 虚假低通滤波，然而在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作 用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性 环节，称作给定滤波环节。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波， 因此也需要滤波，根据电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入相同时间 常数的给定滤波环节。这样做的意义是，让给定信号与反馈信号经过相同的延 时，是二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。其中Toi为电流反馈滤波时间常数系统设计的一般原则： 先内环后外环”，从内环开始，逐步向外扩展。 在这里，首先设计电流调节

12、器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一 个环节，再设计转速调节器。第一节电流调节器的设计在经过忽略反电动势的动态影响，等效成单位负反馈系统，小惯性环节 近似处理的简化后的电流结构框图如图 2-2所示。图2-2简化后的电流环动态结构框图图中：T ,为电流环小时间常数之和，T , Ts Toi o、时间参数的确定1、电动机的电动势系数:Un I d RaC enN750 780 0.043751.9168V min/r2、电机额定励磁下的转矩系数:30CmCe301.916818.3134Nm/A3、电枢回路电磁时间常数:LR4、电力拖动系统机电时间常数：TGD2R3.0mH0.111094

13、.40.03s0.1m 375CeCm 375 1.9168 18.31340.08431s5、整流滤波时间常数：三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s&电流滤波时间常数：三相桥式电路每个波头的时间是0.0033s，为了基本虑平波头，应有（12） Toi=0.0033s，因此取T oi =2ms=0.002s7、电流环小时间常数之和：按小时间常数近似处理，取TE=Ts+Toi=0.0037so二、典型系统的选择：从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，采用I型 系统就够了。从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的 超调，以保证电流在动态过程中

14、不超过允许值， 而对电网电压波动的及时抗扰 作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。图2-2表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统， 显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成WACR ( S)心(iS 1)iS式中：Ki 电流调节器的比例系数i 电流调节器的超前时间常数为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择i Ti，则电流环的动态结构图便成为图2-3a所示的典型形式，其中Ki图2-3b给出了校正后电流环的开环对数幅频特性。*贸卩諮+1a)图2-3校正成典型I型系统的电流环a）动态结构框图 b ）开环对数幅频特性三、计算电流调

15、节器的参数1、ACR超前时间常数：i Tl 0.03s四、校验近似条件KiK|iRKs煤1 °.03 °0.540475 0.01电流环截止频率ciKI 135.1 1s 12、电流环开环增益：在本设计中，要求c i%<5%寸，应取K|T i 0.5，因此：心 0505135.1 1/sT i 0.0037s于是，ACM比例系数为:1、晶闸管装置传递函数近似条件为:1 wci=196.1 1s3Ts满足近似条件。2、忽略反电动势对电流环影响的条件为：1s满足近似条件。3、小时间常数近似条件处理条件为:1Wci -31s满足近似条件。五、电流调节器的实现含给定滤波和反馈

16、滤波的模拟式电流调节器原理图如图2-4所示。图中：U*为电流给定电压I d为电流负反馈电压Uc电力电子变换器的控制电压图2-4含给定滤波与反馈滤 波的PI型电流调节器则由运算放大器的电路原理可以得出，当调节器输入电阻Ro 40K 时, 电流调节器的具体电路参数如下：Ci0.03Ri321 1061.364 10 F1.428 F，取 1.42 FCoi4ToiR04 0.023"40 100.2 10 6 F0.2 F，取 0.2 F第二节转速调节器的设计根据设计要求，转速负反馈采用转速微分负反馈，即在转速反馈电路上加 一个带滤波的转速微分环节，在转速变化过程中，转速负反馈和转速微分

17、负反 馈两个信号一起与未定信号U；相抵，将在比普通双闭环系统更早一些的时刻 达到平衡，开始退饱和，提前进入了线性闭环系统的工作状态， 从而使转速超 调量减小。在将电流环简化后，可将电流环视作转速环中的一个环节， 在经过忽略高 次项降阶处理，并等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理后的带转速微分 负反馈的转速环结构框图如图2-5所示。图2-5带转速微分负反馈的转速环动态结构框图图中：T n为转速环小时间常数之和,T ndn为转速微分时间常数-、未加入微分环节的转速负反馈的设计(1)时间常数的确定：1、电流环等效时间常数:2T i 2 0.0037s0.0074s2、转速滤波时间常数Ton=0.0

18、2s ；3、转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，取T n 2T i Ton0.0074s 0.02S 0.0274s(2)选择转速调节器结构：为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节， 它应 该包含在转速调节器ASR中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节， 因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 n型系 统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为Wasr(S)Kn( 2 1ns式中：Kn 转速调节器的比例系数n 转速调节器的超前时间常数这样转速调节器的动态结构图便成为图2-6所示的典型形式

19、，其中Knn CeTm和)/(£)图2-6校正后成为典型U型系统的转速环动态结构图(3) 选择转速调节器参数：按跟随和抗干扰性能较好的原则，取 h=5,则1、ASR的超前时间常数为:2、转速环开环增益:n hT n5 0.0274s0.137sKn2h2T2625 0.02742159.838s于是，ASF的比例系数：Kn(h 1) CeTm2h RT6 0.。1 侥168 O.°84311.0610 0.032 0.1 0.0274(4) 检验近似条件： 由转速截止频率:Kncn1Kn n 159.8 0.137s 121.8926s1、电流环传递函数简化条件cn5T2、

20、转速环小时间常数近似条件为:5T1s5 0.03754.1s满足近似条件。(5) 计算调节器电阻和电容： 含给定滤波和反馈滤波的PI转速调节器原理图如图2-34所示,图中：U；为转速给定电压n为转速负反馈电压U *为调节器的输出是电流调节器的给定电压则由运算放大器的电路原理可以得出,当调节器输入电阻R。40K时,电流调节器的具体电路参数如下:RnKnR011.06 40 k442.4 k取 442 kCn0.31，取 0.3 FCon4Ton 4 0兰 10610R040，取2 F(6) 校核转速超调量按式(2-91),因此n%Cmax(_Cr=81.2%;而81.2%)?2(n nom2 1.5z)InRCe40.69nnomjn780Tm1.91680140.69r/min嗨 8.59%3