基于同步整流技术的低压大电流输出直直变化器的研究

1、本科毕业设计（论文）基于同步整流技术的低压大电流输出直直变化器的研究*燕 山 大 学2012年6月本科毕业设计（论文）基于同步整流技术的低压大电流输出直直变化器的研究学院（系）：* 专 业：08应用电子 学生 姓名：* 学 号：* 指导 教师：* 答辩 日期：2012年6月17日 燕山大学毕业设计(论文)任务书学院：电气工程学院 系级教学单位：电气工程及自动化系学号*学生姓名*专 业班 级08应电2班题目题目名称基于同步整流技术的低压大电流输出直直流变换器研究题目性质1.理工类：工程设计 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）。2.文管类（ ）；3

2、.外语类（ ）；4.艺术类（ ）。题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目来源科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容研究同步整流技术，重点研究自驱动同步整流在低功率场合的应用；设计一种单绕组自驱动同步整流方案；对单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器进行设计和分析。基本要求输入电压：36V72V，输出电压：2.5V，输出电流：15A；主电路工作原理分析；控制电路设计；参数设计；闭环仿真；画A0图纸一张；参考资料秦海鸿，基于同步整流技术的低压/大电流输出直直变换器的研究，南京航空航天大学硕士学位论文，2002；中国期刊全文数据库、维普中文科技期刊全文数据库、万方学位论文全文数据

3、库文献。周 次14周58周912周1316周1718周应完成的内容查阅文献撰写综述准备开题电路原理分析开环仿真准备中期检查控制方案设计参数计算闭环仿真撰写论文画大图准备答辩指导教师：*职称： 讲师 2011年 12 月 30 日系级教学单位审批： 年 月 日燕山大学本科生毕业设计（论文）摘要随着互联网技术、微电子技术和信息技术的迅速发展，IC芯片和DSP（数字信号处理器）的普及应用，小功率DC/DC变换器在计算机、通讯等应用场合得到了广泛的使用。为了满足这些场合对更快、更有效的数据处理的要求，其供电电源的要求也在不断提高，具体表现在:更低输出电压、更高输出电流、高功率密度、高效率、快动态响应及

4、高可靠性。本文针对低压/大电流输出的小功率DC/DC变换器，围绕着变换器的效率问题，分析了同步整流的原理和特点，重点阐述了自驱动同步整流在低功率场合的优势，在分析比较了多种与自驱动同步整流相结合使用的电路拓扑后，指出常规的自驱动同步整流方案限制了与之结合使用的电路拓扑的范围这一局限性，从而给出了一种新的单绕组自驱动同步整流方案。这种新的驱动方案简单、经济、可靠，非常适合在低功率的低压/大电流输出DC/DC变换器应用场合使用，且拓宽了自驱动同步整流的应用拓扑范围，特别适用于宽输入电压范围、变压器对称工作的拓扑(如推挽、桥式等)。本文重点是对单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器进行了分析研究，得到一

5、种新的单绕组自驱动控制驱动方法，通过对电路元件参数的计算和选择，设计出了主电路和驱动电路，并通过PSpice软件对其进行了仿真。关键词 直-直；变换器；小功率；同步整流；单绕组自驱动；对称半桥；系统设计；控制AbstractWith the rapid development of Information Technology, low power DC/DC converter is used widely in computer and communication applications. In order to meet demands for faster and more effi

6、cient data processing in these applications, it will require aggressive power management. That is to say, it will require special power supply to provide lower voltages with higher currents and fast transient capabilities, whilst high power density, high efficiency, and high reliability is also desi

7、red.This work presents some research on the corresponding problem of high efficiency low-voltage/high-current output DC/DC converter. The principles and characteristics of Synchronous Rectification(SR) are given, and advantages of Self-Driven SR in low power applications is detailed. Review of sever

8、al topologies which incorporate Self-Driven SR makes the constrains of conventional Self-Driven SR scheme apparent and thus a new scheme to drive SRs is proposed.The developed Single-Winding Self-Driven Synchronous Rectification(SWSDSR) scheme works properly in topologies that drive symmetrically th

9、e transformer (push-pull, half bridge).It allows for maintaining the SR on even when the voltage in the transformer is zero, which is impossible to do in traditional self-driven approaches.This article focuses on the analysis of single-winding self-driven synchronous rectification symmetrical half-b

10、ridge converter, get a new single-winding self-driven control-driven approach, the calculation of the circuit element parameters and select the design of the main circuit and driveits circuit by PSpice software simulation.Keywords DC-DC;Converter;LowPower;Synchronous;RectificationSelf-Driven;Half-Br

11、idge System;Design;ControIII目 录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 课题背景11.2 低压大电流输出DC/DC变换器关键技术分析21.2.1 整流器件31.2.2 动态响应31.2.3 高总线输入电压51.3 本文研究内容6第2章 同步整流原理及自驱动同步整流方案选择72.2 同步整流基本原理分析72.1.1 整流对效率的影响72.1.2 同步整流提法的由来92.1.3 同步整流管的简介102.1.4 典型同步整流电路及其工作过程102.1.5同步整流对驱动信号的要求及其驱动电路的选择112.1.6 同步整流对提高效率的贡献132.2 自驱动同步整流方

12、案的选择152.2.1 自驱动同步整流对变压器副边电压波形的要求152.2.2 两级变化器172.2.3 互不控制半桥182.2.4 有源钳位同步整流正激变换器192.2.5 一种新的但绕组自驱动整流方案202.3 本章小结21第3章 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器233.1 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器233.1.1 SWSDSR对称半桥变换器的温性分析233.1.2 SWSDSR对称半桥变换器稳性分析得到的几个结论253.1.3 SWSDSR的应用拓扑分析263.2 同步整流管的选择及当今MOS管的限制263.2.1 同步整流管的选择263.2.2 功率MOS器件的限制273.3

13、 单绕组自驱动同步整流的特点小结28第4章 单驱动自驱动同步整流对称半桥变换器的仿真294.1 主要电路参数设计294.1.1 主要电路参数设计294.1.2 控制电路参数设计314.2 仿真结果334.3 仿真结果分析36结论37参考文献39致谢41附录143附录249附录355附录461附录567第1章 绪论第1章 绪论概述:本文针对新一代数据处理器、通讯设备、便携式设备、网络产品等应用场合，对其供电电源中小功率低压/大电流输出的DC/DC变换器进行了相关背景知识的介绍和关键技术的分析1.1 课题背景随着信息技术产业的快速发展，高速超大规模集成电路尺寸的不断减小，计算机、工作站、网络服务器

14、、便携式设备得到迅猛的发展。在这些场合，广泛的采用直流分布式电源及系统。构成这些电源系统的关键部件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。而这些计算机、通讯产品的核心部件是微处理器等典型的数据处理电路。对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。以典型的Interl Pentium Pro微处理器为例，目前其工作主频在1.6GHz以上，供电电压在2.5-3.5V之间，这一工作电压由计算机“银盒”中的5V或12V电压，经过较长的传输线引出，通过处理器附近的BUCK变换器进行电压变换后得到。为子进一步提高微处理器等数

15、据处理电路的速度，实现更加快速有效的数据处理，其工作频率将进一步提高，供电电压将越来越低，而且随着集成度的不断提高，越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A-l00A，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。目前国外很多研发机构、公司已经针对高速微处理器这类特殊负载的供电电源进行了广泛深入的研究，并把这一研究热点，给以专门的名称VRM，即电压调节器模块。针对微处理器等高速数据处理电路的要求，VRM必须提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动态响应。从美国开关电源市场来看，跟随

16、着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的网络产品市场的迅速增长，未来的开关电源市场是非常乐观的，对中小功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。据权威市场专家预测：在今后，小功率DC/DC变换器的主要发展趋势是：为了适应超高频CPU芯片的迅速发展，DC/DC变换器向低输出电压(最低可低到1.2V)、高输出电流、低成本、高频化(400-500KHz )、高功率率密度、高可靠性(MTBF)、高效率的方向发展。目前，国外对中小功率低压/大电流输出DC/DC变换器的研究已取得了较大进展，对很多关键技术进行了切实有效的研究及技术储备。能够实现3.3V以下输出电压、50A以上输出电流的模块电源的大规模生产，

17、且体积己做得相当小，功率密度超过了50W/，现正向120W/发展。而国内虽有部分单位也己投入了小功率DC/DC变换器的研究，但不成气候，未引起足够的重视。在我国入关之后，国内开关电源研发、生产单位将直接面对国际开关电源市场的竞争。而小功率开关电源又是一种技术含量较高的电力电子产品。高可靠性是第一位重要的指标，其次，EMI, PFC、工艺结构、效率、体积、重量和成本等指标，也是决定我们自己的产品能否参与国际市场竞争的重要因素。为了不致重蹈国内的中小功率通用型变频器市场几乎全被国外产品占领的覆辙，加强对小功率开关电源的研究、开发和组织规模生产，刻不容缓。 1.2 低压/大电流输出DC/DC变换器关

18、键技术分析对于数据处理集成电路这类负载，其供电电源低压大电流输出的DC/DC变换器，不仅要考虑到安装位置及有限的散热条件，最大限度的减小功耗及发热，提高变换器的效率，而且必须考虑到新一代高速数据处理电路将以更快的速度工作，在其各个工作状态的相互转换中，将对应着越来越高的电流变化率。也即对于其供电电源来说，将面临着更加快速的负载突变，电源变换器需要具有非常快速的动态响应，来满足负载对稳定输出电压的严格要求。高功率密度的实现，其有效措施是高频化，减小对变换器整机体积重量影响较大的部件：磁性元件和大容量电容的体积重量。但对于传统PWM方式工作的变换器，高频化的同时会伴随着开关损耗及铁芯损耗的增大，加

19、大了散热要求，电路工作性能和可靠性受到电路寄生参数的限制和影响。为此，在高频化的同时，必须采取有效措施，尽可能的提高变换器效率和减小电路的寄生参数。而且，尽管已经把开关频率提高到几百KHz，大大减小了磁性元件的体积，但在开关电源变换器中，往往因为磁性元件和大容量电容的高度比其它集成电路芯片和分立元件高得多，这样在安装时，并不能够实现对空间的最大利用，为此必须对传统的磁性元件和电容器进行改制，实现结构上的扁平化，从而使空间得到了最大可能的利用，使电源模块实现高功率密度的同时实现超薄化、扁平化。1.2.1 整流器件这种低压/大电流输出的DC/DC变换器通常采用降压型拓扑，根据输入电压的高低，分别采

20、用非隔离式和隔离式拓扑。因输出电压比较低，因而整流部分的功耗对效率的影响十分显著。为此，区别于常规整流二极管，在这里通常采用具有低导通电阻的低压功率MOSFET作为整流器件，来降低整流部分的损耗。而MOSFET整流管因与电路工作要求开关一致，被称为同步整流管，与其相关的技术，也就成为专门的同步整流技术。但功率MOSFET是单极性场控器件，毕竟与功率二极管不同，需要专门的控制驱动信号，其损耗也由导通损耗、驱动损耗、开关损耗、体二极管损耗多个部分组成。功率MOSFET一般采用“质量因子”(定义为导通电阻和栅极电荷的乘积(*)来表征其器件性能，限于现今的器件技术，市场上通用的器件，其典型值只能在30

21、0-400(m*nC)左右，因而在选择MOSFET时，必然面临着基本的限制:必须在导通电阻和栅极电荷之间取折衷，也即在导通损耗和容性相关损耗之间折衷。为了降低导通损耗，对于传统的器件技术来说，必须增大器件的尺寸，但同时这会增大栅极和漏极电荷，因此也就产生了更大的容性相关损耗，特别是在高开关频率下，同步整流管的容性相关损耗将成为低压/大电流输出DC/DC变换器最主要的损耗之一。功率MOSFET器件质量因子值较高，限制了变换器的效率和高频工作的能力，也就间接限制了变换器的小型化。现今很多国际知名的器件公司纷纷研制推出最新的功率器件，显著减小了功率器件的质量因子值，可望大大提高电路效率，降低整机体积

22、和重量，满足高功率密度指标要求。1.2.2 动态响应数据处理电路在各个工作状态转换时，将对应较高的电流变化率。为满足数据处理电路严格要求的工作电压，低压/大电流输出DC/DC变换器必须具有快动态性响应。这里以典型的高速数据处理电路一微处理器为例说明技术难度。图1.1给出了实际的微处理器模型。在微处理器内部和周围，有很多的解耦电容，用来降低躁声和满足严格的电压调节要求。C1代表VRM的输出电容。所有这些电容都有寄生的ESR和ESL。在C1和解耦电容之间以及解祸电容和封装电容之间的连接部分有寄生的阻抗。新一代微处理器典型负载在工作状态转换期间，其电流变化率将高达A/ns的变化量级，在这样的情况下，

23、所有这些寄生参数对其供电电源VRM在动态负载情况下的输出电压将有很大的影响。对于新一代的微处理器负载，现今的VRM拓扑不能满足动态期间严格的容差要求(典型值为2% )。由于动态响应较慢，需要采用更多及更大容量的输出电容，来维持动态期间VRM输出电压的稳定。为了满足要求，需要成几倍或十几倍的增加大电解电容和解藕电容，这增加了VRM的体积和成本，在实际场合变得不切实际。图1.1 实际的微处理器电路等效模型对于这类高速数据处理电路负载场合，当其供电电源采用优化设计的宽带宽反馈控制后，对应各种工作状态快速转变时的负载突变，快速动态响应要求的实现主要由输出滤波环节的动态响应决定，对应输出电压的过冲(上冲

24、或下冲)可通过降低输出滤波电感值和加大动态变化时滤波电感上的电压，从而提高功率级能量传输速度来实现。其中滤波电感可以通过增加开关频率和选择合适的拓扑形式来减小。但高频化虽然可以降低输出滤波电感的电感量，但受到现今的功率器件、整流器件和磁性元件的限制，现今大多数VRM的工作频率都不高于300KHz。而且即使能够在高频下工作，VRM的效率也会变得很低，使其热管理和封装设计非常困难。因此要满足新一代高速数据处理电路供电要求，必须研究更先进的集成封装技术，把各部分的寄生参数减至最低，同时研究具有快速能量传输速度的功率拓扑，提高功率级的响应速度。1.2.3 高总线输入电压低压/大电流输出的变换器的输出电

25、压越来越低，从3.3v到2V、1.5V，甚至更低：输出电流越来越高，必然对应电路布线损耗增大。为此在满足安全规格的情况下应当考虑增大输入电压，从而减小电路配线损耗。图1.2 VRM所需的输入滤波电容和其输入电压的大致关系这里仍以典型的微处理器进行说明。其供电电源VRM的输入电压一般引自银盒的5V或12V输出，经过较长的传输线，供给VRM，经过VRM的电压变换，输出经严格调节的低压给微处理器供电。随着新一代微处理器对更低电压和更高电流的要求，传统的集中供电方式因较长的电源线引起的分布阻抗较大，加大了电源走线的损耗，而且高频工作下会引起较大的寄生振铃现象，将使VRM不能满足微处理器各工作状态转换期

26、间的电压调节要求；同时，为了避免银盒不同输出端之间的相互影响，VRM需要一个较大的输入滤波电容。图1.2给出了VRM所需的输入滤波电容与其输入电压的大致关系。对于新一代微处理器应用场合，如果VRM的输入电压是5V，它的输入电容需要uf数量级。这一大电容的存在会使计算机、服务器、工作站等供电系统的功率密度大大降低，效率变低，电压调节性能变差，躁声问题严重。为此，在这类数据处理电路的应用场合，低压/大电流输出的DC/DC变换器将逐渐采用高输入电压(12V、24V、48V等电压等级)，其供电结构也逐步发展为分布式供电系统。为了达到低压/大电流输出DC/DC变换器所要求的高技术指标，在采用优化的最佳电

27、路方案的同时，必须不断提高工艺水平和封装技术水平。采用先进技术如：磁集成技术、基板技术、扁平电容技术等，确保电源模块高技术性能指标和高可靠性的实现。1.3 本文研究内容本文针对计算机、通讯产品等应用场合，结合当今低压大电流DC/DC变换器发展趋势，对高输入电压，隔离式的低压/大电流输出DC/DC变换器进行了相关研究。论文要研究的关键问题：1.论文首先分析了同步整流的原理和特点。对自驱动同步整流进行了较详细的分析。2.对单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器进行稳态原理分析，给出了同步整流管的选择方法、损耗计算、及功率MOS驱动电路的布局设计。3.对变换器进行了控制系统的分析、设计，给出了开环和闭环

28、仿真中输出及主要器件的仿真波形。7第2章 同步整流原理及自驱动同步整流方案选择第2章 同步整流原理及自驱动同步整流方案选择概述:整流电路作为低压/大电流输出DC/DC变换器的重要组成部分，对变换器整机性能起着非常关键的作用。传统的整流电路采用功率二极管，由于二极管的通态压降较高(典型值为0.3V-1V)，因此整流损耗较大。应用低压功率MOSFET作为整流管(同步整流管)，可以有效减少低压/大电流输出DC/DC变换器整流部分损耗，使变换器获得较高的效率。本章将首先对同步整流技术作原理性分析，之后结合小功率DC/DC变换器的特点，对自驱动同步整流进行了重点分析，并结合其特点，分析选择适合与自驱动同

29、步整流结合使用的电路拓扑。2.1 同步整流基本原理分析2.1.1 整流对效率的影响如图2.1所示，分别为非隔离式和隔离式DC/DC变换器中整流部分的典型电路，(a)buck变换器；（b）副边半波整流电路。(a)buck变换器(b）隔离式副边半波整流电路图2.1 典型的整流电路在低压/大电流输出的DC/DC变换器中，通常采用肖特基二极管(schottky)作为整流管，其典型压降为0.3V-1V(根据不同的厂家和型号，schottky正向压降也不一样)，但即使是很好的schottky，也很难获得低于0.3V的正向导通压降，因而整流管的导通损耗占总损耗很大部分比例。当然与整流部分相关的损耗还包括滤波

30、电感绕组损耗和变压器副边绕组损耗(隔离式拓扑)，这里只考虑主要的整流管损耗。在只考虑整流管导通损耗的情况下，可以得到变换器效率与整流管压降的近似关系为: = (2-1)公式中：变换器效率为对应负载电流I。时，整流管的正向导通压降；a为去除整流管导通损耗以外的变换器其它损耗与输入功率的比值。 由(2-1)可以看出，随着输出电压V。的进一步降低，整流管的压降将更加逼近，变换效率逐渐降低。整流管压降较高是限制变换器效率的主要因素。 由此可见，要提高低压/大电流输出DC/DC变换器的效率，关键是减少整流部分的功耗。用低导通电阻的低压功率MOSFET代替schottky，作为整流管使用，可以有效减少整流

31、管的导通损耗，是一个很有吸引力的的选择。2.1.2 同步整流提法的由来所谓同步整流，即用MOSFET代替常规的整流二极管，根据电路拓扑的工作要求，给出开关时序作相应变化的栅极驱动信号，基于栅极驱动信号与MOSFET开关动作接近同步，称为同步整流(Synchronous Rectification，下文简称SR)。以图2.2所示的buck电路为例进行说明，(a)用schottky作为续流整流管;(b)用MOSFET作为续流整流管。(a)Schottky 作为整流管（b）MOSFET 作为整流管图2.2 buck电路 对应（b）电路图，Q1关断后，拓扑必然要求续流整流管开通，在采用MOSFET代替

32、schottky后的图(b)电路中，此时给Q2加上开通驱动信号，使其开通，满足续流的要求。类似的，在拓扑要求整流管关断时，给MOSFET关断信号，使其关断。只要MOSFET的开关信号根据电路拓扑要求作相应变化，且开关速度足够快，就可认为DS间开关动作与电路要求保持同步，实现整流功能。2.1.3 同步整流管的简介在阐述同步整流工作原理之前，先说明一下作同步整流管用的MOSFET的用法：低压功率MOSFET，由于漏源极间PN结的存在，使MOSFET具有一个集成的反向体二极管。MOSFET作为整流管用时，流过电流的方向必须是从源极到漏极，而不是通常的从漏极到源极，即作为SR管使用的MOSFET工作在

33、输出特性曲线(Output Characteristics)的第三象限。2.1.4 典型的同步整流电路及其工作过程图2.3是典型的同步整流电路，其中，Q1和Q2是同步整流管，D1和D2分别是Q1和Q2的体二极管，Vp是变压器原边电压，Vsec是副边电压。图2.3 典型的同步整流电路 同步整流电路的基本工作过程是：当副边电压Vsec由负变正时，相应的，MOS管Q2导通，Q1关断；当Vsec由正变负时，相应的，MOS管Q1导通，Q2关断。两只MOS管随副边电压轮流导通和关断，实现了整流功能。2.1.5 同步整流对驱动信号的要求及其驱动电路的选择（1)同步整流对驱动信号的要求 1.驱动电压幅值的选择

34、: 从IRL2203S的输出特性曲线(Output Characteristics)可知，在驱动电压大于lOV以后，MOSFET的导通电阻值就基本保持不变了；另外考虑到MOS管栅源极间有一层很薄的极易被击穿的氧化层，要求驱动电压不能超过20V；而且由于MOS管的驱动损耗为，与驱动电压Vg成正比，为保证驱动损耗不致过大，要求驱动电压不宜过高。 2.同步整流管的驱动时序: 如图2.3的半波整流同步整流电路中，理论上，驱动同步整流管的电压信号在时序上应与电压波形Vsec保持对应关系。但由于MOS管实际的开通和关断并不是理想的，实际应用中，两只同步整流管的驱动信号之间应保证足够的死区时间。因为在两SR

35、管换流期间，如果一只整流管已处于导通态，而另外一只还没有关断，就会造成短路，导致较大的短路电流，可能会烧毁MOS管。但死区时间也不能设置得过长。在死区时间内，同步整流管的体二极管流过负载电流，完成MOS作为整流管的功能，电路虽然仍能照常工作，但会造成过多的损耗。因此，从减小损耗角度考虑，死区时间应设置得足够小。(2)同步整流驱动电路的选择驱动同步整流管的方法大致可分为两类：1.外加控制驱动电路(External Control )：通过附加的逻辑控制和驱动电路，产生出随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号，驱动SR管。驱动信号电压幅值恒定，不随副边电压幅值变化，驱动波形好。这种方案能提供高

36、质量的驱动波形。但需要一套复杂的控制驱动电路，增加了成本，也延长了研发时间。从这个角度出发，这种驱动方案并不是很理想。2.自驱动同步整流(Self-driven Synchronous Rectification)：即从电路中的某一点，直接获取电压驱动信号，驱动SR管。比较常用的是从主变压器的绕组上直接获取驱动电压。如图2.4给出一种典型的自驱动同步整流电路(变压器副边为半波整流电路)，其工作过程如下：图2.4 一种典型的自驱动同步整流电路当副边电压Vsec由负变正时，MOS管Q2导通，Q1关断；当Vs由正变负时，MOS管Q1导通，Q2关断。两只MOS管随副边电压轮流导通和关断，实现整流功能。

37、随着输出电压的进一步降低(低于3.3V)，直接从主变压器副边绕组上获取的电压，其电压幅值不足以驱动MOS管，可在主变压器上加绕辅助绕组(注意与副边绕组的耦合)来获得幅值满足要求的驱动电压。这种驱动方案，虽然驱动波形质量不如外加控制驱动电路理想，但能使变换器获得更高的效率，而且简单、经济、可靠。2.1.6 同步整流管对提高效率的贡献为分析导通损耗，可将MOSFET的电路模型表示为一个线性电阻Rds(在MOSFET的饱和区)，如图2.5 (a)。整流用的结型二极管，如schottky，可近似线性表示为由一个电阻Rt与一个电压源Vfto (Vfto是二极管的门槛电压，不同电流下Vfto变化很小)串联

38、组成，如图2.5（b）(a) MOSFET的导通损耗电路模型 (b)二极管的导通损耗电路模型 图2.5 器件的等效电路模型假设不计结型二极管的反向恢复损耗；不计MOSFET体二极管损耗。在负载电流为I时，整流二极管的导通损耗可表示为：P= （2-2）其中，n为并联二极管的数目。用同步整流管代替结型整流二极管后，可减少的整流损耗Psave为：Psave= （2-3） 其中，n为并联同步整流管的数目，Qg为MOSFET的驱动电荷，Vg为驱动电压幅值。Cs为MOSFET的输出结电容，to、toff分别为SR管的开通时间和关断时间，Vm为SR管承受的最大电压，Im为流过SR管的最大电流。 下面针对负载

39、电流是15A的情况，对具体器件作损耗计算。 IR公司的肖特基二极管42CTQ30(40A/30V)的门槛电压Vfto为0.38V, R为0.0068，将两只42CTQ30并联用于15A输出的变换器。 IR公司较新推出的FETKY，将第五代HEXFET型功率MOSFET和低正向导通压降的肖特基二极管组合在一起，特别适合作同步整流管用，它有以下优点: 1.导通电阻Rds小； 2.体二极管作成schottky，可有效降低导通损耗和反向恢复损耗； 3.MOSFET和schottky集成在同一封装中，节省了空间和成本。 FEETKY IRL2203S的导通电阻Rds为0.007，将两只IRL2203S并

40、联使用可有效减小SR管的等效导通电阻。以下计算中，假定SR管承受电压应力Vds为8V，开关频率fs为1OOKHz，驱动电压Vg为12V，驱动电流为2A。由(2-3)式可知，用两只IRL2203S并联构成一个整流管，与用两只42CTQ30并联相比较，整流部分可减少的损耗为： Psave=6.465-1.142=4.85（W）在开关频率合适的情况下，采用SR管可以大大减小整流部分损耗。2.2 自驱动同步整流方案的选择由2.1的分析已知，对于低压/大电流输出的隔离式DC/DC变换器，大部分损耗发生在副边整流电路中。减少整流侧损耗的有效措施是用SR管代替整流二极管。采用外加控制驱动方法让SR管按照正确

41、的开关时序工作，虽说是比较直接、常规的方法，所得的驱动波形质量也较好，但其控制复杂，增加了元件数和整机成本。考虑到低压/大电流输出DC/DC变换器这类低功率电源的特殊性，其对效率、功率密度的要求非常高，因此在能够不采用外部控制驱动的情况下，尽可能的利用具有简单、可靠、高效等特点的自驱动同步整流(Self-driven Synchronous Rectification，以下简称 "SDSR")，来完成整流级的工作。 前面已经提及同步整流管对其驱动信号的基本要求，而SDSR较多的采用从主功率变压器的绕组上获得驱动电压的方法，因此并非所有的变换器拓扑都适合与SDSR结合使用。这

42、一部分通过几种拓扑与自驱动同步整流结合使用的应用举例，说明SDSR的特点。在此基础之上，给出一种新的单绕组自驱动同步整流方案，从而拓宽了SDSR的拓扑应用范围。2.2.1 自驱动同步整流对变压器副边电压波形的要求 如图2.6(a)所示，副边整流级为应用同步整流的中心抽头全波整流结构，驱动SR管的理想的副边电压波形应该满足： 1.电压无为零时段，实现MOSFET(沟道导通时间/体二极管导通时间)的最大化，使整流部分的耗损最小；2.电压波形的上升沿和下降沿要快，电压幅值合适，满足MOSFET快速开关的要求。这一要求限制了很多副边电压波形存在较长为零时段的拓扑，图2.7列举了几种典型的副边电压波形，

43、分别代表正激(如绕组复位方式)、对称拓扑(推挽、桥式)、谐振变换器。这些拓扑的副边电压波形存在较大死区，不适合用来驱动SR管。如图2.6（b）所示，为驱动SR管的理想的变压器副边电压波形。（a）中心抽头全波整流（b）驱动同步整流管的理想的电压波形 图2.6 理想的同步整流管驱动电压波形能够获得如图2.6所示理想波形的拓扑大致有三种:推挽、半桥、全桥，其占空比必须固定工作在D=0.5附近，为了能都对输出电压进行有效的调节控制就必须加上前级调节器，也即采用两级结构，根据需要适当调整总线电压 (前级的输出电压，SR后级的输入电压)，后级采用固定占空比的开环控制。 (a)正激类 (b)对称拓扑类 (C

44、)谐振变换器类 图2.7 几种不适合与SR电路结合使用的拓扑的副边电压波形2.2.2 两级变换器：前级非隔离式拓扑+后级SR对称拓扑当输入电压范围较宽时，需要采用前级调节器调整，从而对输出电压进行控制。因为SR后级变换器己经提供了电气隔离，因此前级变换器可采用非隔离式的拓扑：Buck、 Boost、 Buck-Boost，根据输入电压和选定的中间总线电压，选择前级拓扑的形式。图2.8 两级结构自驱动同步整流电路Boost+Half-Bridge+SDSR以图2.8所示的Boost+Half-Bridge+SDSR两级变换器为例进行原理分析。输入电压通过前级Boost变换器升压后，得到中间总线电

45、压，后级占空比固定在0.5，后级主变压器原副边的匝比为N:1，从而得到两级结构的输入与输出电压关系为： （2-4）一旦选定了匝比N，只需根据调节要求调整前级Boost变换器的占空比，就可得到所需的输出电压。 两级结构的特点总结：1.优点:通过前级变换器将输入电压变换为一个相对稳定的电压，使后级变换器的占空比工作在0.5附近，SR管可以获得近于理想的驱动电压，有利于后级SR电路的工作。2.缺点:两级变换器所用的功率管、元件数目较多，不利于实现电源的高功率密度，限制了其在低压/大电流输出的小功率电源场合的应用。2.2.3 互补控制半桥变换器两级结构比较适合输入电压变化范围宽的场合，在输入电压变化范

46、围相对较窄时，可以采用互补控制半桥变换器(Half-bridge Converter Complementary-Control)(下文简称“HBCC")。如图2.9所示，是HBCC与SDSR结合使用的主电路，主电路的形式和传统对称半桥相同，但其控制方法不同，HBCC的两只功率管Q1, Q2在一个开关周期内交替互补导通，在两管换流的死区时间内，通过变压器的漏感和MOSFET寄生输出电容之间的谐振，可以实现功率管的零电压开通。互补控制半桥变换器的总结：优点包括： 1.通过合理设计，变换器原边功率管可以实现软开关； 2.输出滤波电感可以设计得较小； 3.在一定的输入电压范围内及合适的输出

47、电压等级处，互补控制变换器可以和自驱动同步整流较好结合； 4.功率管的电压应力小，被钳位为输入电容上的电压。缺点包括： 1.对输入电压变化比较敏感，不适合用于输入电压变化范围宽的场合； 2.四阶系统，动态特性复杂，小信号模型的输出阻抗较大，动态响应较差。图2.9 HBCC+SDSR简化电路图2.2.4 有源箱位同步整流正激变换器在隔离式DC/DC变换器中，正激拓扑在低中功率场合的应用比较广泛。正激拓扑根据其复位方式的不同，可分为多种形式，但除有源箝位和RCD复位等有限的复位电路外，其它复位方式的电路，在主变压器绕组上均存在较长的电压为零时段，若采用自驱动同步整流，负载电流必然会在绕组电压为零时

48、段，流过SR管的体二极管，增大损耗。与互补控制自驱动同步整流半桥变换器相比，在相同输入电压范围的情况下，有源箱位自驱动同步整流正激变换器的SR管的驱动电压的变化范围较小，在整个输入电压范围内都可以得到较好的驱动。 有源箱位正激变换器的特点总结:优点： 1.可以和自驱动同步整流电路较好的结合使用，即使在宽输入电压范围内，SR管也可以得到较好的驱动； 2.所用器件数目较少，有利于实现电源模块的高功率密度指标； 3.通过合理设计可以实现原边主功率管的软开关；4.小信号特性的输出阻抗较小，动态响应快。具有的缺陷: 1.当负载是数据处理器等具有大电流变化率的类型时，对应于负载突升情况，很可能使功率变压器

49、瞬间饱和，因此必须采用更大尺寸的铁芯，增大了变换器的高度和体积。 2.有源箱位是专利拓扑，限制了其在工业界的广泛采用。2.2.5 一种新的单绕组自驱动同步整流方案以上几种拓扑结合自驱动SR，在3.3V及5V等级的低输出电压DC/DC变换器中得到了应用，随着输出电压的进一步降低，主变压器副边绕组的电压幅值跟着降低，不能有效驱动SR管，因此必须在主功率变压器上加绕辅助绕组，提高驱动电压的幅值，满足有效驱动SR管的要求，为获得较好的电气性能，必然需要辅助绕组与副边绕组之间的紧密耦合，增加了变压器制作的复杂程度。这些拓扑的共同特征是主变压器上用于驱动SR管的绕组电压无为零时段，这限制了很多拓扑(如推挽

50、、桥式)与自驱动同步整流方案的结合应用。为了拓宽自驱动SR适用拓扑的范围，本文介绍了一种新的单绕组自驱动同步整流方案(Single-Winding Self-Driven Synchronous Rectification)(以下简称“SWSDSR” )，这种新的驱动方案简单、经济、可靠，非常适合在低功率的低压/大电流输出DC/DC变换器应用场合使用，且拓宽了自驱动同步整流的应用拓扑范围，特别适用于宽输入电压范围、变压器对称工作的拓扑。 SWSDSR工作原理的分析 如图2. 10所示，(a)为这种SWSDSR的结构示意图，原边采用对称工作的拓扑。(b)分别为变压器辅助绕组电压有为零时段时，对应

51、的工作原理波形图。如图（b）所示，对应原边拓扑占空比为50%，无为零时段。当辅助绕组电压Vaux为正时，对应有,；当辅助绕组电压Vaux为负时，对应有,.图2.14 SWSDSR的结构示意图及变压器辅助绕组电压Vaux波形2.3 本章小结本章重点介绍了同步整流的基本原理，分析表明：自驱动同步整流方案简单、经济、可靠，非常适合在低功率的低压/大电流输出DC/DC变换器应用场合使用。但传统的自驱动同步整流方案因驱动电压的要求，限制了与之结合使用的拓扑类型，为此，本文对一种新的单绕组自驱动同步整流方案进行了研究，从而拓宽了自驱动同步整流方案的应用拓扑范围。23第3章 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换

52、器第3章 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器 概述:前面介绍了几种拓扑结合自驱动同步整流，在3.3V及5V等级的低输出电压DC/DC变换器中得到了应用，这些拓扑的共同特征是主变压器上用于驱动同步整流管的绕组电压无为零时段，这限制了很多拓扑(如推挽、桥式)不能与自驱动同步整流结合使用。为了拓宽自驱动同步整流适用拓扑的范围，本章分析研究了一种新的单绕组自驱动同步整流(Single-Winding Self-Driven Synchronous Rectification)(以下简称“SWSDSR ")方案，该方案利用主变压器上的一个辅助绕组，绕组两端分别接在副边两个SR管的栅极，在主变压

53、器绕组电压为零阶段，两个SR管都能导通，而且因为一个SR管栅极电容的放电电荷被利用来给另外一个SR管栅极电容充电，减小了驱动损耗。3.1 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的稳态分析3.1.1 SWSDSR对称半桥变换器的工作原理分析如图3. 1是单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的简化电路原理图，其中，Vin为输入电压，C 1、C2为中点分压电容，变压器原边匝数为，图3.1 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的简化电路原理图主副边匝数为， (=)，辅助绕组匝数为。原边绕组、辅助绕组与主副边绕组的匝比分别为N:1, SR1和SR2是副边的两只同步整流管。和分别是输出滤波电感和滤波电容。,分别代

54、表原边主管S1和S2的驱动信号，为两只同步整流管SR1, SR2的驱动信号。开关周期为T，占空比为D。为便于分析，先作如下假设：（a）模态一（b）模态二图3.2 开关模态对应的简化等效电路图1.在稳态时，中点分压电容C1, C2取得足够大，忽略电容中点电压的浮动，C1、C2可认为是电压源，其电压等于一半的输入电压。2.输出滤波电感足够大，忽略电感电流纹波，电感电流可认为等于负载电流。3.输出滤波电容足够大，忽略电容电压纹波，电容电压可认为等于输出电压。 4.所有器件理想化：无损、线性。 对称半桥电路工作过程中，主变压器绕组电压不存在为零时段。图3.2s是开关模态对应的简化等效电路图。 各开关模态的工作原理：