北邮 电磁场与微波实验报告

1、信息与通信工程学院电磁场与微波实验报告实验题目：电磁场与微波技术实验班级：姓名：学号：班内序号 ：日期：目录实验一 分支线匹配器4一、实验目的4二、实验原理41. 支节匹配器42. 微带线5三、实验内容5四、实验步骤5五、仿真过程61、单支节匹配62、双支节匹配10六、结论与思考16实验二 四分之一波长阻抗变换器17一、实验目的17二、实验原理17三、实验内容18四、实验步骤18五、实验过程191、纯电阻负载191）纯电阻单节192）纯电阻两节213）纯电阻三节224）纯电阻负载3节切比雪夫变阻器242、复数负载26六、结论与思考29实验三 功率分配器30一、实验目的30二、实验原理301、功

2、率分配器30三、实验内容31四、实验步骤31五、实验过程321、计算功分器参数322、确定微带线尺寸323、绘制原理图324、仿真输出345、功分比：k2=135五、结论与思考38实验一 分支线匹配器一、实验目的 1. 掌握支节匹配器的工作原理； 2. 掌握微带线的基本概念和元件模型； 3. 掌握微带分支线匹配器的设计与仿真。 二、实验原理 1. 支节匹配器 随着工作频率的提高及响应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，当波长变得明显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件替代分立元件而得到广泛应用。因此， 在频率高达GHz 以上时，在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立的

3、电抗元件， 实现阻抗匹配网络。常用的匹配电路有：支节匹配器，四分之一波长阻抗变换器，指数线匹配器等。 支节匹配器分单支节、双支节和三支节匹配。这类匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的， 此电纳（或）电抗元件常用一终端短路或开路段构成。 图1.1 支节匹配器原理单支节匹配的基本思想是选择支节到阻抗的距离，使其在距负载处向主线看去的导纳是形式。然后，此短截线的电纳选择为，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。 双支节匹配器，通过增加一支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足， 只需调节两个分支线的长

4、度就能达到匹配。双支节匹配存在匹配禁区。图中假设主传输线和分支线的特性阻抗都是Z0，l1、l2分别为两条分支线的长度，d1为负载与最近分支线的距离，d2为两分支线之间的距离，d2可以是4、8、38。本实验考虑d2=8的情况。2. 微带线 从微波制造的观点看，这种调谐电路是方便的，因为不需要集总元件，而且并联调谐短截线特别容易制成微带线或带状线形式。微带线由于其结构小巧，可用印刷的方法做成平面电路， 易于与其它无源和有源微波器件集成等特点，被广泛应用于实际微波电路中。 我们仿真软件中有专门计算微带线特性阻抗的程序，在主窗口顶部的Window 下拉菜单的TXLINE 里。 三、实验内容已知： 输入

5、阻抗 ，负载阻抗，特性阻抗，介质基片，。假定负载在时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离，两分支线之间的距离为。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从至的变化。四、实验步骤1 建立新项目，确定项目中心频率为2GHz ，步骤同实验一的1-3 步。2 将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith 导纳图上，步骤类似实验一的4-6 步。3 设计单支节匹配网络，在圆图上确定分支线与负载的距离d 以及分支线的长度l 所对应的电长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用TXLINE 计算微带线物理长度和宽度。注意在圆图上标出的电角度3

6、60°对应二分之一波长，即2。4 在设计环境中将微带线放置在原理图中。将微带线的衬底材料放在原理图中，选择MSUB 并将其拖放在原理图中，双击该元件打开ELEMENT OPTIONS 对话框，将介质的相对介电常数、介质厚度H、导体厚度依次输入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。5 负载阻抗选电阻与电感的串联形式，连接各元件端口。添加PORT，GND，完成原理图，并且将项目频率改为扫频1.8-2.2GHz. 6 在PROJ下添加图，添加测量，进行分析。 7 设计双支节匹配网络，重新建立一个新的原理图，在圆图上确定分支线的长度l1、l2，重复上面步骤35。 五、仿真

7、过程 1、单支节匹配 在Output Equation中添加方程，代码如下：其中zl、zin表示归一化后的负载阻抗和输入阻抗。b=step(-100,100,0.01)定义相角变量b从-100到100，步长为0.01弧度。R=zl*exp(j*b)表示模值为zl，相角为b的变量，对应等反射系数圆。Gamma=(Zl-Zo)/( Zl-Zo)表示反射系数。Rm=0.5*exp(j*b)-0.5表示g=1的匹配圆。Rs=exp(j*b)表示纯电纳圆(单位圆)。绘制的圆图如图1.2所示。标记出了归一化的输入阻抗zin和负载阻抗zl。绘出了负载等反射系数圆R，纯电纳等反射系数圆Rs和匹配圆Rm。图1.

8、2 单支节匹配Smith圆图单支节匹配按如下步骤进行：首先从负载处（标号10630）顺时针向源沿等反射系数圆R 移动到与匹配圆交点处（标号8399），可知移动了93.7+104.6=198.3°（注意到圆图上360° 对应半波长，故计算采用的角度为198.3/2=99.15°），对应的电尺寸可以使用TXLINE 计算器得到，为L=28.819mm，W=1.4373mm。图1.3 TXLINE 计算单支节离负载距离其次从标号 8399点处，得到单支节传输线阻抗为-j0.529，在 Rs圆上作出该点（标号 为7584），其角度为55.17°，从开路点向源方向

9、顺时针旋转到该点，可知移动了304.83° , L=44.301mm，W=1.4373mm。图1.4 TXLINE 计算单支节长宽由以上的分析与计算，可绘制电路图，如图1.5 所示。PORT1 表示端口，输入阻抗Zin=75；TL1 表示传输线特性阻抗Z0 = 75W；TL3 为T 型接头，起分支的作用；MLEF(TL4)为终端开路微带线，作为并联的单支节线，其宽度和长度为计算得出的值。MLIN(TL2)为传输线，长度为之前计算得到值。RL1 为电感电阻串联器件，表示负载阻抗ZL=(64+j35)，最后接地。MSUB表示介质基片。图1.5 单支节匹配器电路图输入端的反射系数曲线如图1

10、.6 所示(经调谐后l=44.16mm，d=28.64mm)。图1.6 反射系数仿真图2、双支节匹配 双支节匹配时在Output Equation 中添加如下方程。图1.7 所示为双支节匹配Smith 圆图。结合上述方程，Rf 是旋转后的匹配圆，zl1 是负载阻抗沿着传输线移动4即 180°以后得到的点（点 10579），Rm1是 zl1点所在的等电导圆，沿着该圆顺时针旋转到Rf 圆的交点（点9769），作出该交点的等发射系数圆Rr，交匹配圆Rm 于点19037。图1.7 双支节匹配Smith 圆图第一支节的导纳值为10579 点到9769 点导纳之差1.99353-0.471625

11、=1.52368，第二支节的导纳值为19037 点导纳的相反数，为2.17。在纯电纳等反射系数圆（即最大的圆Rs）上作出两个支节的阻抗值，从开路点顺时针移动到此两点(点9803 和点9773)，读出移动的角度分别为113.4°和130.6°。根据以上分析和作图，由 TXLINE 计算可得到电尺寸数值，第一支节L =16.48mm，W =1.4373mm，第二支节L =18.98mm，W =1.4373mm。第一段传输线（从负载到第一支节） L = 26.16mm，第二段传输线（从第一支节到第二支节）L =13.03mm ，宽度均为W =1.437m3 m。作出电路图如图1.

12、8所示(参数为调谐后的值)。图1.8 双支节匹配器电路图调谐一般不调节微带线的宽度，只调整微带线的长度，调整范围为正负10%。步骤先在电路图中更改需要调谐元件的property，如图1.9，在L的Tune和Limit下打勾，在Lower和Upper中写上正负10%所对应的值，点确定即可，就可见电路图中相应元件的L变为蓝色。图1.9 调谐界面在Graph中，点菜单栏的Tune图标，会出现上图Variable Tuner的方框，在里面移动调谐变量的箭头，观察图的变化，选择最佳的值，使输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。 调谐前后的反射系数如图1.10所示，粉红色为调谐前的反射系数，蓝色

13、为调谐后反射系数。图1.10输入端反射系数仿真图调谐前后参数变化见下表:参数变化 第一支节长度L1 第二支节长度L2 调谐前(mm) 16.48 18.98 调谐后(mm) 15.49 18.08 表1.1 调谐前后参数值比较可见参数变化均在理论值的正负10%范围内。调谐前反射系数幅值出现在1.9498GHz处，调谐后L1、L2均减小，反射系数幅值移动到2GHz，幅度变化很小。六、结论与思考 这次实验中，我对书本上介绍的单支节匹配和双支节匹配进行了仿真。随着工作频率的提高及相应波长的减小，集总参数元件的寄生参数效应就会变得明显，当波长明显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件得到了广泛的应用。

14、此时，实现阻抗匹配需要在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立元件。阻抗匹配通常是为了获得最大传输功率，改善系统的信噪比，在功分网络中降低振幅相位误差。 本实验仿真的主要方法是利用Smith圆图，依据并联阻抗特性，旋转圆图，达到匹配，读取结果计算得到电路尺寸，然后绘制出电路图，经过调谐得到匹配网络的参数，最后得到反射系数幅值随频率变化的曲线。实验中的难点在于如何借助Smith圆图得到微带线的电尺寸。首先，需要按照单支节。双支节匹配的步骤，画出等反射系数圆、单位圆、等电导圆等作为辅助，标出负载点，运用旋转描点标出中间点，导纳圆的绘制需要结合使用旋转描点（单支节匹配时使用）和圆方程绘图的方

15、法（双支节匹配时使用），读出中间点的角度、电纳等值进行计算，得到离负载的距离、支节线的长度、宽度等值。 由于这是第一个实验，刚开始时对软件不熟悉，花了较长的时间。实验过程中我得到了老师和同学的帮助，有了不少收获，对软件的熟悉度大大提高。我对直接匹配的理解也更深刻了。实验二 四分之一波长阻抗变换器一、实验目的 1. 掌握单节和多节四分之一波长阻抗变换器的工作原理。 2. 了解单节和多节变阻器工作带宽与反射系数的关系。 3. 掌握单节和多节四分之一波长阻抗变阻器的设计和仿真。 二、实验原理 四分之一波长变阻器是一种阻抗变换元件，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此

16、外，在微带电路中，将两段不同特性阻抗的微带线连接在一起是为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。 单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用多节阻抗变换器。采用综合设计法进行最佳多节变阻器设计，目前较多使用的有最大平坦度切比雪夫多项式。等波纹特性多节变阻器比最平坦特性多节变阻器具有更快宽的工作频带。 在微带线形式中，当频率不太高而色散效应可忽略时，各位带线的特性阻抗和相速均与频率无关，因此属于均匀多节变阻器。如图2.1 为多节变阻器示意图。图2.1 多节变阻器通常使多节变阻器具有对称结构，设置单调递增或单调递减，所有符号相同，则(

17、2.1)其中，且令。令和分别为频带的上下边界，为中心频率，为相对带宽，则有如下定义(2.2)(2.3)取每段变阻器的长度为传输线波长的四分之一，即。三、实验内容1)已知：负载阻抗为纯电阻150 R L = W，中心频率f0=3GHz，主传输线特性阻抗Z0 = 50W，介质基片e r = 4.6，厚度 H=1mm，最大反射系数模Gm应不超过0.1，设计1、2、3 节二项式变阻器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。2)已知负载阻抗为复数： Z L = 85-j45W，中心频率 f0=3GHz，主传输线特性阻抗Z0 = 50W，在电压驻波波腹或波节点处利用单节四分之一波

18、长阻抗变换器，设计微带变阻器。微带线介质同上。四、实验步骤 1） 对于纯电阻负载，根据已知条件，利用书中式（1.4.1）、（1.4.18）、（1.4.19）确定单节和多节传输线的特性阻抗，利用式（1.4.9）、（1.4.21）确定单节和多节变阻器的相对带宽。 2） 根据各传输线的特性阻抗，利用TXLINE 计算相应微带线的长度及宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率），即l=g0/4，g0为对应频率f0处微带线的等效波长。3） 对于复数阻抗ZL，根据负载阻抗ZL、特性阻抗Z0，计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith 圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与

19、Smith 圆图左实半轴交点，即电压驻波波节处，旋转过的电长度为LM，利用式（1.4.11）计算变阻器的特性阻抗；沿源方向旋转与Smith 圆图右实半轴交点，即电压驻波波腹处，旋转过的电长度为LN，利用式（1.4.12）计算变换器的特性阻抗。 4） 根据传输线的特性阻抗，利用TXLINE 计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度为LM、LN 的微带线长度。 5） 在Microwave Office 下完成单节变阻器、二项式多节变阻器原理图，要考虑微带线的不均匀性，选择适当的模型，如微带线阻抗跳变点处。 6） 在Proj 下添加图，选择Rectangular 图，选择单位和项目频率15GHz。

20、添加测量，测量类型选择Port Parameters，测量选项为S 参数，选择扫频Sweep Proj.Freqs，选择幅度Mag。选择反射系数例如S11、S22、S33等。单击“OK”按钮，完成添加测量。在下拉菜单Simulate 里单击Analyze 进行分析。 7） 调谐电路元件参数，比如调谐一段微带线，保持微带线宽度不变（因为宽度与特性阻抗有关），调谐其长度，调整范围一般不超过正负10%。打开测量图形，观察反射系数幅值随频率的变化，调谐微带线的长度，使反射系数幅值在中心频率3GHz 处最低。 8） 对于纯电阻负载，上述指标不变，采用3 节切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器，利用m=1

21、+m1-m求出带内容许的最大驻波比，查阅附录6，确定其相对带宽和特性阻抗。五、实验过程 1、纯电阻负载 1）纯电阻单节Z1=86.60 ，L=13.83mm，W=0.62807mm，相对带宽Wq=0.2564。 W 图2.2 单节变阻器参数电路原理图见下图，其中MSTEP$ 为宽度阶梯变换器，实现的功能即将不同宽度不同特性阻抗的微带线连接起来，防止微带线宽度的尺寸跳变。其余元件的解释已在实验一中给出。图2.3 单节变阻器电路图反射系数曲线图为：图中标出3GHz 处反射系数最小，接近为0，最大反射系数模不超过0.1 的频率对应为2.681GHz3.354GHz，相对带宽Wq=0.2243。与理论

22、值相比，误差为0.0321， 在可接受的范围内，一定程度上说明仿真正确。图2.4 单节变阻器仿真图2）纯电阻两节Z1=65.80 ，L1=13.547mm，W1=1.1525mm，Z2=113.98 ，L2=14.103mm，W2=0.28686mm，相对带宽Wq=0.590。电路原理图为：图2.5 二项式2 节变阻器仿真结果如下图，曲线中间凹下去的部分变宽变圆滑，3GHz 处反射系数最小，接近为0， 最大反射系数模不超过0.1 的频率分别为2.189GHz 和3.807GHz，相对带宽Wq=0.5393。与理论值相比，误差为0.051，误差较单节时有所增大，但仍在在可接受的范围内。图2.6

23、二项式2 节变阻器仿真图3）纯电阻三节Z1=57.36 ， L1=13.4mm，W1=1.4946mm； Z2=86.11 ， L2=14.103mm，W2=0.6279mm；Z3=130.78 ，L3=14.216mm W3=0.17806mm，相对带宽Wq=0.7953。电路原理图为下图，可清晰看出，图中添加三节阻抗变换器，可由宽度阶梯变换器分隔开来，ID 为Z4 的阻抗变换器长度经调谐，对应L3由14.216mm 调谐为14.640mm。图2.7 二项式3 节变阻器仿真图如下图2.8 所示，其中蓝色线为调谐前的曲线，粉红色线为调谐后的曲线。调谐前后曲线变化不大，通带内均较平坦，但最低点移

24、至3GHz 处。反射系数为0.1 的频率对应为1.863GHz 和4.077GHz，相对带宽Wq=0.738，理论值为0.7953，相差0.0573。图2.8 二项式3节变阻器仿真图将纯电阻负载三种二项式变阻器的反射系数曲线绘制在一个图中，可清晰观察到随着节数增加，通带变宽变平坦。这也说明虽然单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，但其频带太窄的缺点是显而易见的，为获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变换器。图2.9 二项式多节变阻器仿真图另外，通过理论计算和仿真的结果，我们发现计算的相对宽度值比实际仿真的相对带宽值稍大。分析的原因是由于理论推导过程中为简化运算，做了近似处理，如书中(

25、1.4.8)和(1.4.19)式，都将影响最后的理论相对带宽值。由于两者相差很小，理论值仍然可以作为初步设计的依据，但更精确的结果，应该有计算机仿真和实际微带线制作得到。4）纯电阻负载3节切比雪夫变阻器变阻器节数的确定：阻抗从150W变为50W可知阻抗比R = 3，节数为 3节，又知最大反射系数模Gm 不应超过0.1，那么由公式m=1+m1-m得到 rm =1.22，查附录 6得到相对带宽为 1时，驻波比r =1.18可满足满足r £1.22的要求。阻抗值的确定：查表知3 节切比雪夫变阻器的归一化阻值为： z1=1.24988, z2= R=3=1.732, z3=R/z1=2.40

26、0那么反归一化得到Z1=62.494，Z2=86.6，Z3=120微带线物理尺寸可由 TXLINE计算器得到，如下表（微带线高度1mm，厚度1mm）：Z1Z2Z3电阻（）62.494 86.6 120 Length(mm) 13.492 13.83 14.147 Width(mm) 1.2742 0.62807 0.24181 表2.1 切比雪夫微带线参数值原理图绘制：3 节切比雪夫阻抗变换器电路图如图2.10 所示。图中参数为调谐后的数值。 图2.10 切比雪夫多节阻抗变换器电路图仿真结果 如图2.11 为反射系数仿真结果图。图中蓝色代表未调谐的反射系数曲线，红色代表调谐后的反射系数曲线，调

27、谐后在容许的最大反射系数0.1 对应的带宽变得更宽，Wq=1.049，是同等节数的二项式阻抗变换器的相对带宽的1.32 倍，以切比雪夫方式设计的阻抗变换器可以展宽一般四分之一阻抗变换器的通带，但同时增到了起伏。图2.11 切比雪夫仿真结果图2、复数负载 负载阻抗为ZL=85-j45，传输线特性阻抗为Z0=50 ，归一化负载阻抗为zL=85-j4550=1.3-0.9j，反射系数为=zL-1zL+1=0.3333-0.2222j，它的模L=0.4006，驻波比=1+L1-L=2.3368。在画出Smith 圆图时，所写的方程为：画出的Smith 圆图为下图：图2.12 复数负载Smith 圆图图

28、中负载点为标号为629的点，标号为374 的点为电压波节处，从负载点629 转到该点转过179.9-33.87=146.03°，对应计算采用角度为73.015°，用TXLINE 计算转过的电长度为LM=10.748mm，W=1.8986mm，驻波比= 2.3368 得到，若接在电压波节点，变换器的特性阻抗为Z1=Z01/=32.71Ohms 。标号为59.95 的点为电压波腹处，从负载点629 转到该点转过360-（0.08794+33.87） =326.042°，对应计算采用角度为163.021°，用TXLINE 计算转过的电长度为LN=24.006m

29、m， W=1.8986。若接在电压波腹点，变换器阻抗特性为Z2=Z0=76.43Ohms。这里以电压波节点为例，设计单节阻抗变换器。利用TXLINE 计算Z1=37.71Ohms 时微带线的长度与宽度，得到l=12.831mm，W=3.6308mm。由以上数据设计电路原理图。如下图所示：图2.13复数负载电路图仿真的反射系数曲线图如下图，相对带宽Wq=0.107，由于不同频率对阻抗虚部有影响，故中心频率两边不对称。图2.14反射系数图六、结论与思考 本次实验要求设计单节、多节的四分之一波长阻抗变换器，要求负载阻抗分别为纯电阻和复数，对于纯电阻负载同时需要实现切比雪夫阻抗变换器。通过实验，我对四

30、分之一波长阻抗变换器理解得更加深入。一般来讲，变阻器节数增多，通带越宽；以二项式方式实现的阻抗变换器具有最平坦特性，切比雪夫方式实现的阻抗变换在二项式变阻器等节数条件下通带更宽，但这是以通带波纹起伏为代价实现的。当然，不是节数越多越好，实际的微带线电路板面积有限、节数过多引起损耗变大、电路复杂调节困难、经济效益不高等原因，四分之一波长阻抗变换器节数不能过多。查阅资料可知，实现通带展宽的方法除了多节级联、使用切比雪夫方式外，还有调整RL 使其与Z0 相当、使用补偿式四分之一波长阻抗变换器可实现。实验三 功率分配器一、实验目的 1. 掌握功分器的工作原理和分析方法。 2. 掌握微带功分器的设计和仿

31、真。 二、实验原理 1、功率分配器 功率分配器简称为功分器，广泛用于功率监视系统、测量系统以及射频微波电路中，是一种将一路输入信号能量分成两路或多路输出相等或不相等能量的器件，也可反过来将多路信号能量合成一路输出，此时可也称为合路器。一个功分器的输出端口之间应保证一定的隔离度。常见的功分器有T 型插头、电阻功分器、微带线功分器。由于微带线功分器具有损耗小、端口匹配、输出隔离性好等特点，得到广泛应用。本实验主要两路微带线功分器，结构示意图如图3.1 所示。图3.1 二路微带功分器结构图对功分器的要求是：两输出端口2和3的功率按一定比例分配，并且两口之间互相隔离，当2、3口接匹配负载时，1口五反射

32、。功分器的技术指标为：功分比、插入衰减和隔离度。本实验仿真二路功分器，图3.1中阻抗和为从和向负载看去的阻抗值，为隔离电阻，和是为了匹配引出线而添加的阻抗变换段，其长度为。图中各参数计算公式如下：（其中为给定的功分比），(3.3)，(3.4)，(3.5)注意图中3.1 中两路微带线之间的距离不宜过大，一般取24 带条宽度（对应特性阻抗Z04 、Z05较宽的微带线宽度）。这样可使跨接在两微带线之间的电阻R 的寄生效应尽量减小。三、实验内容设计仿真一个两路微带功分器，已知：介质基片r=4.6，；端口特性阻抗，功分比k2=1.5。指标如下：在中心频率2GHz处，相对带宽为20%时，(1) 两输出端口

33、的功分比S31S212为1.4951.505；(2) 两输出端口的隔离度(20log|S32|)不小于25dB。四、实验步骤(1)根据已知条件用上述公式计算R2、R3、Z02、Z03、R、Z04、Z05的值。(2)用TXLINE 计算相应微带线的长度与宽度。建立一个新项目，选择单位和项目频率1.82.2GHz。 (3)输入原理图，根据微带线的不均匀性，选择适当模型，如微带线T 型接头、折弯、宽度变换器等。本实验中只有隔离电阻R 为集总元件，其余元件全部为微带线形式。注意：用两段微带线与电阻R 的两端相连接，微带线的特性阻抗与R 一致，即其宽度有R 确定，长度可以调整。 (4) 添加测量，测量类

34、型选择Port Parameters，名称S，扫频Sweep Proj.Freqs，选择幅度Mag，测量输入端口到两个输出端口的传输系数（|S31|,|S21|）以及隔离度|S32|。(5)仿真分析，观察端口S 参数是否满足设计要求。 (6)调谐电路元件参数，选择调谐变量，调整变量的数值，在图中观察功分比和隔离度的变化，选择最佳值。提示：可以调谐与隔离电阻R 连接的两段微带线长度，调谐时注意电阻的长度R 加两段微带线的总长度与Z02、Z03两段微带线之间的垂直距离相同。(7)当功分比k2=1时，上述功分器变为等分功分器，它将输入功率分成相等的两路，两个 输出端口的功率（|S31|,|S21|）

35、理论上相等，重新设计上述实验。五、实验过程1、计算功分器参数已知Z0=50，k2=1.5，由式 1.7.21.7.12相关公式可求得：参数 R2 R3 R Z02Z03 Z04 Z05 值()61.24 40.82 102.06 87.49 58.33 55.34 45.18 2、确定微带线尺寸微带线尺寸计算结果如下表：L(mm)W(mm) Z0 19.972 1.8825 Z02 20.83 0.6062 Z03 20.213 1.437 Z04 20.13 1.5801 Z05 19.818 2.2223 R 21.033 0.4007 设计要求Z02 和Z03 长度一致，可设置变量x 加

36、以表示表示TL4 与TL8 的长度，对于TL2和 TL3 的长度，分别设置为alpha和beta，则有alpha = 20.83- x，beta = 20.213- x。两路带线间的距离不宜过大，距离一般取为24 倍带条宽度（对应特性阻抗Z04 、Z05 较宽的微带线宽度），使得寄生效应减小。alpha和beta 之和以及R 对应的带线长度需要基本一致，保持带线的平行，电阻R 长度一般为24mm，这里取3mm，故设置TL15 和TL16 的长度分别为y1 和y2 ，且使得y1 + y2 = alpha + beta+3。3、绘制原理图根据微带功分器的结构图，绘制的电路原理图。如图3.2 所示。

37、其中，TL1 和PORT1 表示特性阻抗为50Ohms 的传输线，接T 型接头后变为两路，上面一路TL4 与TL2 表示Z02 ，下面一路TL8 与TL3 表示Z03 ，之后两路分别接Z04 和Z05 ，再接Z0 及输出。注意TL4 与TL11 之间，TL8 与TL12 之间接电阻R，为保持两路微带线平行，R 上下两头也接微带线。最后加上介质基片MSUB。图3.2 微带功分器电路图调谐x、y1 的值，使其满足实验要求，所用到的方程为：4、仿真输出 对x、y1长度进行调谐，得到传输特性S21、S31以及隔离度S32的仿真输出。调谐的要求是使两输出端口的功分比S31S212为1.4951.505，两输出端口的隔离度(20log|S32|)不小于25dB。调谐之后的参数为：x=17.97mm，y1=0.200mm，TL15、TL16长度以及 R1宽度之和（即 两臂的间隔）为5.103mm，带条宽度为2.222，两臂间隔为带条宽度的2.30 倍，满足24 带条宽度的要求，也保证了两臂在走线之后平行。图所示为S21，S31，S32大小随频率的曲线图，图中标注的两