毕业设计基于同步整流技术的复合恒流源的研究

1、摘要摘要PWM 功率变换器经简单滤波后,其输出波形往往满足不了高稳定电源的要求。事实上,在某些对电源性能要求很高的场合,至今仍未能以小体积的开关电源取代,一直延用线性电源。线性电源的主要优点是稳定性好，主要缺点是效率较低。开关电源的效率高，但稳定性不如线性电源。因此，对稳定度要求较高的场合，线性稳压电源依然是首选，传统的线性稳压电源调整管工作在线性放大区，功率损耗较大，可见两种电源各有其优势及缺陷。本课题所设计的基于开关线性复合恒流源是一种高精度低压差开关线性复合式稳压电源，其基本原理是将线性电路与开关电路的优势互补，在总体上提高电源系统的性能。并且通过PSPICE仿真结果图来说明了该恒流源源

2、系统的可实现性。关键词高性能电源 高精度 开关-线性复合 仿真I 燕山大学本科生毕业设计（论文）AbstractPWM power converters by a simple filter, its output waveform is sensitive to the load type of change, parameter change and the impact of mutation load. Often can not meet the requirements of high performance power supply. In fact, in some very

3、high performance requirements on the power situation has not yet been able to replace the small size of the switching power supply has been extended with a linear power supply. The main advantage of linear power supply is stable, the main drawback is low efficiency. High efficiency switching power s

4、upply, but is less stable than the linear power supply. Thus, stability requires high, linear regulated power supply is still the first, the traditional linear power supply Diaozheng operating in the linear amplification Ou Guan, power losses great, can see two kinds of power have their different ad

5、vantages and defects . In this thesis based on switching linear composite current source is a high precision low dropout linear hybrid switching regulated power supply, the basic principle is that the linear circuit and switching circuit complementary, in general, to improve power system performance

6、. PSPICE simulation results by the constant stream of clear plans for the system easy to realize. Keywords High-performance power Precision SimulationSwitches - Linear Composite I 目 录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 课题背景-电力电子技术的发展111.2课题研究内容-开关线性复合电源221.2.1 开关电源21.2.2线性电源41.2.3开关线性复合式功率变换技术(SLH)341.3选题意义6第2章

7、 功率电路原理分析与设计72.1系统原理分析与结构选择72.2 常规BUCK电路与同步BUCK电路对比分析72.2同步BUCK工作原理分析102.3线性电源基本工作原理142.4线性恒流部分PI调节器设计162.5线性调整电路结构与仿真验证192.6本章小结22第3章 控制电路原理分析与设计233.1 Buck电路的模型建立13233.2 PWM控制电路工作原理253.3比较器及互补驱动信号产生方式273.3 增设双极点、双零点的PI补偿器303.4本章小结31第4章 仿真验证324.1系统总体仿真验证324.2当有外界干扰时仿真输出波形344.3 本章小结36第5章 实际电路硬件分析与选择3

8、75.1功率电路硬件选择375.2 驱动电路芯片选择375.2.1 SG3525芯片介绍375.2.2 IR2110芯片介绍38参考文献41致谢43附录144附录249附录353附录458附录564III第1章 绪论 第1章 绪论1.1 课题背景-电力电子技术的发展1现代电力电子技术的发展方向，是从以低频技术处理问题为主的传统电力电子学，向以高频技术处理问题为主的现代电力电子学方向转变。电力电子技术起始于五十年代末六十年代初的硅整流器件，其发展先后经历了整流器时代、逆变器时代和变频器时代，并促进了电力电子技术在许多新领域的应用。八十年代末期和九十年代初期发展起来的、以功率MOSFET和IGBT

9、为代表的、集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件，表明传统电力电子技术已经进入现代电力电子时代。1.1.1整流器时代大功率的工业用电由工频（50Hz）交流发电机提供，但是大约20%的电能是以直流形式消费的，其中最典型的是电解（有色金属和化工原料需要直流电解）、牵引（电气机车、电传动的内燃机车、地铁机车、城市无轨电车等）和直流传动（轧钢、造纸等）三大领域。大功率硅整流器能够高效率地把工频交流电转变为直流电，因此在六十年代和七十年代，大功率硅整流管和晶闸管的开发与应用得以很大发展。当时国内曾经掀起了-股各地大办硅整流器厂的热潮，目前全国大大小小的制造硅整流器的半导体厂家就是那时的产物。1.

10、1.2逆变器时代七十年代出现了世界范围的能源危机，交流电机变频惆速因节能效果显著而迅速发展。变频调速的关键技术是将直流电逆变为0100Hz的交流电。在七十年代到八十年代，随着变频调速装置的普及，大功率逆变用的晶闸管、巨型功率晶体管（GTR）和门极可关断晶闸管（GT0）成为当时电力电子器件的主角。类似的应用还包括高压直流输出，静止式无功功率动态补偿等。这时的电力电子技术已经能够实现整流和逆变，但工作频率较低，仅局限在中低频范围内。1.1.3变频器时代进入八十年代，大规模和超大规模集成电路技术的迅猛发展，为现代电力电子技术的发展奠定了基础。将集成电路技术的精细加工技术和高压大电流技术有机结合，出现

11、了一批全新的全控型功率器件、首先是功率M0SFET的问世，导致了中小功率电源向高频化发展，而后绝缘门极双极晶体管（IGBT）的出现，又为大中型功率电源向高频发展带来机遇。MOSFET和IGBT的相继问世，是传统的电力电子向现代电力电子转化的标志。据统计，到1995年底，功率M0SFET和GTR在功率半导体器件市场上已达到平分秋色的地步，而用IGBT代替GTR在电力电子领域巳成定论。新型器件的发展不仅为交流电机变频调速提供了较高的频率，使其性能更加完善可靠，而且使现代电子技术不断向高频化发展，为用电设备的高效节材节能，实现小型轻量化，机电一体化和智能化提供了重要的技术基础。1.2课题研究内容-开

12、关线性复合电源21.2.1 开关电源 开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展期。开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。以功率晶体管（GTR）为例，当开关管饱和导通时，集电极和发射极两端的压降接近零；当开关管截止时，其集电极电流为零。所以其功耗小，效率可高达7095。而功耗小，散热器也随之减小。开关型稳压

13、电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器。此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此开关电源具有重量轻、体积小等优点。另外，由于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220±10，而开关型稳压电源在电网电压在110260伏范围内变化时，都可获得稳定的输出电压。开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外

14、开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。 目前市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面。一、小型化、薄型化、轻量化、高频化开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上

15、就是尽可能减小其中储能元件的体积；在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。二、高可靠性开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。 三、低噪声开关电源的缺点之一是噪声大。单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提

16、高频率又可以降低噪声。所以，尽可能地降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。四、采用计算机辅助设计和控制采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，人们在开

17、关电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着开关电源以每年超过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。1.2.2线性电源线性稳压电源主要包括工频变压器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路等。线性电源是先将交流电经过变压器变压，再经过整流电路整流滤波得到未稳定的直流电压，要达到高精度的直流电压，必须经过电压反馈调整输出电压，这种电源技术很成熟，可以达到很高的稳定度，波纹也很小，而且没有开关电源具有的干扰与噪音。但是它的缺点是需要庞大而笨重的变压器，所需的滤波电容的体积和重量也相当大，而且电压反馈电路是工作在线性状态，调整管上有一定的电压

18、降，在输出较大工作电流时，致使调整管的功耗太大，转换效率低，还要安装很大的散热片。这种电源不适合计算机等设备的需要，将逐步被开关电源所取代。线性稳压电源是比较早使用的一类直流稳压电源，它的特点是：输出电压比输入电压低，输出电压稳定性高（输出纹波小），反应速度快，工作产生的噪音低；但缺点是电源效率低，还必须配备体积庞大笨重的工频变压器，而且电压调整器件（如三极管、MOSFET管）工作在线性放大区内，损耗大，效率低，过载能力差。1.2.3开关线性复合式功率变换技术(SLH)3回顾功率变换技术从旋转式到静功率(工频相控至高频开关)式的发展， 几乎总在解决效率与优波的矛盾中反复与渐进。旋转式的波形最好

19、， 效率却很低；工频相控变流装置在上个世纪70年代一跃而成功率变换器的主要形式， 事实上是以牺牲波形为代价换取提高效率结果的。开关功率变换，特别是PWM功率变换技术历史性的取代，在一定程度上体现了波形的改良， 基本上保持了较高的效率，但再也无法接近旋转式功率变换装置输出波形的绿色程度； 而且高频化带来的噪声污染(含音频以上成分)，有害于生命过程和周围仪器设备的正常运行，也危及用电器的绝缘寿命。电机轴承的烧蚀就是明显的例证。尽管如此， 电力电子功率开关变换器还是在各行各业乃至家庭中越来越不可缺少地扮演了能量转换的主角， 同时也强迫人们无奈地接受了它的负面影响。前面提到，在一些高性能场合，为了优秀

20、的静动态指针仍沿用低效笨重的线性功率放大技术。而线性功率放大器除了效率低、体积大以外， 从性能角度而言， 是开关变换器所无法比拟的。其低效的原因在于其供电电源采用了直流供电方式，使线性功率放大管的功耗很大，即使工作在B类放大状态的理论效率值也不过785，实际值会更低， 因此未被看作衍生高性能功率变换器的基础。以线性功率放大器为基础，将供电电源由直流供电改为与期望输出波形同步、同形状、同频、同相的纹波电压供电， 使降在线性放大管上的管压降始终接近功率器件的临界饱和电压， 从而使损耗降到与现有纯开关功率变换器中开关管的损耗同一量级。有关参考文献上均有粗略的效率估算，220V级交流纹波供电的线性功率

21、放大器的效率约为96左右。随着功率器件管饱和压降指针的进一步低化，这种线性放大器的效率尚有潜力可挖。这样， 效率、优波、负载鲁棒性， 以及对负载的尖刺危害等问题将得以统筹解决。关键是如何得到与输出波形同步、同形、同频、同相的纹波供电电压波形， 并始终跟踪其幅频变化，保持线性功率管工作在临界饱和的线性区。这只要采用同一参考信号在控制一个开关放大滤波电源产生纹波供电电压的同时， 将该信号放大到末级的前置电压放大单元所需的幅值即可。由于该线性功率放大器需要同容量的开关滤波电源供电， 并受控于同一参考信号，将二者结合生成的功率变换器定义为开关线性复合式功率变换器。其优良性能的本质取自线性放大单元， 其

22、高效的保证依靠开关滤波单元的包络跟踪供电；且不论该单元取变开关频率还是定开关频率， 也不论开关频率在音频以上还是以下，均可避免噪声污染。1.3选题意义本课题为基于同步整流技术的复合恒流源的研究,介绍复合恒流源的基本概念、拓扑结构。直流稳压电源通常可分为直流线性稳压电源和开关电源。线性电源的主要优点是稳定性好，主要缺点是效率较低。开关电源的效率高，但稳定性不如线性电源。因此，对稳定度要求较高的场合，线性稳压电源依然是首选，传统的线性稳压电源调整管工作在线性放大区，功率损耗较大，可见两种电源各有其优势及缺陷，基于开关线性复合恒流源是一种高精度低压差开关线性复合式稳压电源，其基本原理是将线性电路与开

23、关电路的优势互补，在总体上提高电源系统的性能。5 第2章 功率电路原理分析与设计 第2章 功率电路原理分析与设计2.1系统原理分析与结构选择图2-1系统结构框图如图2-1所示为系统整体结构框图，本系统主要由两部分组成，开关电源电路部分与线性调整部分，开关电源部分主要作用为，给予线性调整电路一个稳定持续的输入，电压不会因外界因素干扰而发生扰动，使线性调整电路在一个稳定的工作环境下正常工作。线性调整电流主要功能：使电路输出电流恒定，减小电路输出纹波系数，达到课题设计要求。下面将对系统进行分部研究与分析。2.2 常规BUCK电路与同步BUCK电路对比分析图2-2 BUCK电路BUCK电路3如图2-2

24、 所示，是由功率管和一个二极管组成的上拉管和续流管。对于BUCK电路它可能工作在CCM状态下，也可能工作在DCM状态下，工作在什么状态下是和输出电流有关系的，工作的临界状态如图2 所示：图2-3 DCM与CCM临界状态时的电感电流当输出电流时，则buck 工作在CCM状态，而当时，则buck 电路工作在DCM状态下，在CCM状态下，因为电感上一直有电流流过，并且在二极管处于续流的阶段，即上拉功率管关闭的阶段。在此时，电流从二极管流过，对电感上的电流进行续流。但是由于二极管两端存在一定的电压，这个电压一般为0.7V，即二极管的导通电压。所以二极管消耗的功耗为 (2-1) 而对于DCM条件下，电感

25、电流波形如图所示：图2-4常规BUCK电路DCM状态下电感电流根据上面分析，DCM 状态下消耗的功耗为：（D1 是电感电流为0 的时间与周期的比值），所以相对而言，DCM消耗的功耗要比CCM条件下的功耗低。图2-5同步BUCK电路同步buck电路6如图2-4 所示，是由两个功率管组成，功率管M2起到了异步buck 中的二极管的续流作用，在CCM状态下，因为电感电流都是大于0 的，没有电感电流的断流或者反向。在这种情况下，也就是在下拉管导通时候，下拉管消耗的功率为： (2-2)但是用NMOS 管代替二极管作为续流管会引起其他的功耗，主要是驱动功耗和由死区时间引起的功耗。驱动功耗为： (2-3)其

26、中为栅压所要驱动的由栅电容引起的电荷，可以表示为 (2-4)由死区时间引起的功耗又分为两种，死区时间较长或者死区时间较短，当死区时间较长是，MOS 管的寄生二极管导通，这样就会引起一个寄生二极管的导通功耗， 功耗大小为： (2-5)其中是死区时间，当死区时间较短时，则Vsw无法下降到较低的电压，就会在Vsw对该处的寄生电容进行充放电，消耗的功耗为 (2-6)为该处（Vsw处）的寄生电容。对于同步buck，由于是MOS 管做续流管，对于DCM状态，当电感电流减小到0 后，由于在电压方面输出电压要大于X 点的电压，并且MOS 管是导通状态，所以，电感电流出现了反方向的流动，而并不是在常规buck

27、电路中的电感电流为0 的情况5。图形如图所示。图2-6同步BUCK电路DCM状态下电感电流所以这时候出现的DCM相当于异步buck 中的DCM并不是真正的DCM，它的类型和性质与CCM相同，所以在计算各种值的时候也与CCM相同，可以当作CCM来处理。2.2同步BUCK工作原理分析图2-7 MOSFET漏源伏安特性4功率MOS管实际上在一个双向导电期间，其完整的漏源伏安特性应包括第一象限以及第三象限，是基于原点对称的，如图所示，其中，第一象限表示MOSFET的正向导电特性，第三象限表示MOSFET的反向导电特性；同步整流技术正是利用了MOSFET的这种双向导电特性来取代整流二极管以降低整流损耗的

28、技术，以达到提高整流效率的目的。它能大大提高DCDC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。同步Buck斩波电路工作时，开关管M1周期性的通、断，对输入电压进行斩波，在开关管M2两端便得到了一个方波电压，经串联电感滤波后其输出端便可得到一个平稳的直流输出电压了。为方便分析这里设定开关管M1的占空比为，开关管M2的占空比为，电感电流连续时，（由于电感电流断续时输出电压纹波较大，固在这里不再多加考虑）。当开关管M1闭合时，此时开关管M2处于关断状态上正下负处于截止状态，输入电压加在开关管M2上。电感器L在外加电压的激励下电流上升，电感电流一部分为电容器C进行充电，同时另一部分为负载

29、提供电流。随着电容的充电过程输出电压随之增加。当开关管M1断开时，M2闭合，由于电感的激励源由原来的变为现在的，电感电流在负激励电压的作用开始减小。但此时电感电流产不能改变方向，所以电感产生了左负右正的感应电压。此时由于开关管M2导通，电流经M2流过。此时负载电流由电容的放电电流和电感电流共同提供。由于电容的放电作用输出电压开始下降。当开关管M1再次闭合时将重复上述过程。同步Buck斩波电路从一开始工作到稳定工作有一个动态变化过程，对于该过程这里就不多做解释了，只给出此过程的特点：随着输出电压的不断升高，电感电流的增量将不断变小，电容的充电电流由开始的始终大于零变为时正时负，而总的趋势是输出电

30、压不断的提高。同步Buck斩波电路稳定工作时电容的充，放电电流在一个周期内的平均值为零，输出电压的平均值保持不变，输出电压存在因电容充，放电形成的脉动成分。Buck斩波电路工作在电感电流连续时输出电压符合下式6： （2-7）由于纹波在负载上的产生的电流变化很小，所以电感电流的波动值就是滤波电容的充，放电电流值，其波动分量将导致电容电压的波动形成输出电压的纹波，由此可以得出电容电压的波动量可以计算如下： （2-8）式中为电感电流脉动量。电感电流的增量的计算式为： （2-9）由式（2-12）和式（2-13）可以得出： （2-10）采用纹波的修正定义可以得出以下纹波计算式： （2-11）由临界电感的

31、定义知道，当时电路处于临界状态，由此可以得出临界电感值为： （2-12）为了便于计算电感参数采用电感电流相对波动情况来计算 （2-13）越小说明电感电流波动越小，输出的电压纹波就越小。这样便得到了在指定电感电流相对波动情况下的输入电感的计算公式： （2-14）可见如果想使电感电流波动小就必须采用在的电感值。同时还可以得出输出纹波系数与电感电流相对波动情况的关系： （2-15）由此公式可知，当电感电流波动较小且输出纹波电压较小时所需的滤波电容器的取值将变大。图2-7为BUCK开环仿真电路。图2-8 同步BUCK电路仿真电路图图2-9 D=0.5含死区的控制信号波形图2-8为D=0.5时，同步BU

32、CK电路开关管控制信号波形。图2-10 D=0.5时同步BUCK电路输出电压波形根据课题要求参数，占空比D在之间变化，负载约为5，工作频率为40KHz。可以计算出输入电感。如图2-7所示为占空比为时所得的仿真波形。仿真时电容经调试暂时取10uf。图2-11 D=0.5时同步BUCK电路输出电感电流波形此时电感电流如图2-8所示，可以看出电流是连续的，但电流输出纹波较大，没有达到设计要求。因此需在同步BUCK电路后面串联线性电路，以达到设计要求。2.3线性电源基本工作原理图2-12串联线性电源主要组成7不论是线性电源还是更复杂的开关电源，电源的基本工作原理都晒相投的。所有电源都有一个闭环负反馈，

33、这个负反馈环就是用于稳定输出电压。图示为串联线性电源的主要组成部分。线性电源都是降压式的，也就是输入电压必须高于所设计的输出电压。线性电源有两种类型：并联式电源和串联式电源。并联式电源的电压调整单元与负载并联，与负载并联的稳压管分流负载电流，使输入电压或负载电流变化时保持负载电压稳定。常见的例子就是由稳压二极管构成的稳压电源。串联式电源比并联式电源效率高，它的电压调整单元采用有源器件并串联在输入电源和负载之间12。串联调整单元工作在线性模式，这意味着调整单元不是设计成全导通或全关断工作模式，而是出于“部分导通”状态的工作模式。负反馈环路的核心是一个高增益的运算放大器，称为电压误差放大器，用它来

34、持续的对输出电压和稳定的基准电压之间作比较，当输出仅有几毫伏误差是，通过改变串联调整单元的导通电阻，即可调整输出。稳定的电压基准接在运算放大器正输出端，且通常比输出电压低，分压后的输出电压接近电压基准，并接到运算放大器的负输入端。因此，在额定输出电压时，分压后的输出电压等于基准电压。电压误差放大器的增益使电压基准和输出电压之间的差值（误差电压）被放大很多倍，放大后的误差电压直接控制串联调整单元的导通电阻，以维持额定的输出电压。如果负载增加，输出电压会下降，则放大器的输出将增加，使更多的电流流向负载；同样的，如果负载减少，输出电压会上升，则放大器的输出将使调整单元流向负载的电流减少。电压误差放大

35、器对输出变化的响应速度和输出电压的控制精度取决于误差放大器的反馈环补偿设计。负反馈补偿的大小由分压电阻接到电压误差放大器负输入端与输出端之间的电阻大小决定。它决定了直接增益的大小和输出电压的精度，同时也决定了放大器高频时的增益和带宽，也就是决定了对负载变化的响应时间或称瞬态响应时间。线性电源的工作过程很简单。所有电源，包括更为复杂的开关电源，它们内部的调节电路基本是一样的。电压负反馈实现电源最重要的功能输出电压的稳定。同样电流负反馈实现输出电流的恒定，做法是将采样电阻与负载串联，通过将电流信号转变为电压信号，实现输出电流的恒定。从以上两个电路可以看出，恒流源有个定式，就是利用一个电压基准，在电

36、阻上形成固定电流。有了这个定式，恒流源的搭建就可以扩展到所有可以提供这个“电压基准”的器件上。 恒流源的实质是利用器件对电流进行反馈，动态调节设备的供电状态，从而使得电流趋于恒定。只要能够得到电流，就可以有效形成反馈，从而建立恒流源。图2-13线性恒流电路结构如图2-9所示为线性恒流电路，采样电阻串联在输出端，当采样信号与基准信号通过PI调节器，形成控制信号，控制MOSFET的导通比，实现恒流。当负载电阻减小时，输出电流增大，通过采样电阻的电流增大，采样电压信号增大，与基准电压形成差值，通过PI调节器的控制电压减小，MOSFET的导通比减小，电路输出电流减小，实现恒流8。2.4线性恒流部分PI

37、调节器设计反馈控制电路能否在负载电阻变化的同时保持输出电流的恒定，这取决于其积分环节的设置。下面时从比例积分器的一般设计角度出发，来使设计的比例积分器可以很好的达到所需的要求。以下为比例积分器的设计原理：比例积分器的设计一般分为下面几个步骤：1比例积分器电路形式的选择比例积分电路的形式可以根据实际要求来确定。若要进行两个信号的求和积分运算，应选择求和积分电路。若只要求对某个信号进行一般的波形变换，可选用基本积分电路（即图3-5所示电路）。图2-14比例积分电路142确定时间常数时间常数的大小决定了积分速度的快慢。由于运算放大器的最大输出电压Uomax为有限值（通 常 Uomax=±1

38、0V 左右），因此，若的值太小，则还未达到预定的积分时间 t 之前，运放已经饱和，输出电压波形会严重失真。所以的值必须满足：（2-16）当为阶跃信号时，的值必须满足式（3-5）：（2-17）其中E为阶跃信号的幅值。3电路中元器件的选取1）当时间常数确定后，就可以选择R和C的值，由于反相积分电路的输入电阻，因此往往希望R的值大一些。在R的值满足输入电阻要求的条件下，一般选择较大的C值。2）确定为静态平衡电阻，用来补偿偏置电流所产生的失调，一般取3）确定 在实际电路中，通常与积分电容串联一个电阻。可以调节比例积分器的比例系数。一般应使积分时间常数小于输入的波动周期时间。 4）选择运算放大器 为了减

39、小运放参数对积分电路输出电压的影响，应选择：输入失调参数小，开环增益大，输入电阻高的集成运算放大器。4比例积分器的调试对于图（3-5）所示的基本积分电路，主要是调整积分漂移。一般情况下，是调整运放的外接调零电位器，以补偿输入失调电压与输入失调电流的影响。调整方法如下：先将积分电路的输入端接地，在积分电容的两端接入短路线，将积分电容短路，使积分电路复零。然后去掉短路线，用数字电压表（取直流档）监测积分电路的输出电压，调整调零电位器，同时观察积分电路输出端积分漂移的变化情况， 当调零电位器的值向某一方向变化时，输出漂移加快，而反方向调节时，输出漂移变慢。反复仔细调节调零电位器，直到积分电路的输出漂

40、移最小为止。积分器的参数计算如下：电路选取如图3-5所示的积分电路，先计算比例积分的积分时间常数。经过计算可以得出下面的式子： （2-18）根据式（3-8）可以对系统的输出波动时间进行初步计算。假设此时系统的输入电压没有变化，则式（3-8）可变为下式： （2-19）在没有闭环的前提下系统的输出纹波波动周期为： （2-20）计算得：。为保证比例积分能获得较快的积分速度，因此选择。确定输入电阻和积分电容C由于运算放大电路的输入电阻比较大一般大于10K，为了不影响积分效果而且加快积分速度，这里取输入电阻，因此积分电容C为： (2-21)为了加快积分器的调节作用达到稳定，所以取平衡电阻应为：。2.5线

41、性调整电路结构与仿真验证图2-15为线性调整部分电路仿真结构图，采样电阻取0.1，经过采样环节，将电流信号转变为电压信号，并且放大10倍。将放大后的采样信号接入PI调节器的反相输入端。PI调节器的同相输入端连接Vref基准电压，根据电路结构及PI调节器参数选择基准电压，输出电流要求为5A，因此基准电压选择为5V。图2-15线性调整部分仿真电路图图2-16放大10倍后的采样信号图2-17场效应调整管门极电压信号图2-18输出电流仿真波形从仿真波形中可以看出，当基准电压为5V时，场效应管门极电压为25V（此电压为PI调节器输出的调整电压）。输出电流为5A，符合参数要求。为验证线性调整电路的调整能力

42、，当基准电压变化时，输出电流随着变化。图2-19基准电压调整为4V时场效应管门极电压图2-20基准电压设为4V时的电流输出波形仿真结果如图2-20所示，基准电压变化为4V后，输出电流变为4A，调整过程为，基准电压减小，PI调节器输出电压信号减小，即场效应调整管门极电压减小，通过仿真波形看出门极电压减小至21V，导通比降低，等效电阻增大，输出电流相应减小。仿真验证了线性调整电路的可调整性。2.6本章小结在这一章里我主要对主电路进行了一定的设计和参数的计算，确定了电路的拓扑结构，并且通过Pspice仿真软件对设计的参数进行了仿真验证。现对本章工作做如下小结：1） 对常规BUCK电路与同步BUCK电

43、路特点进行了分析，介绍了选择同步BUCK电路的缘由。在恒流源电路中同步BUCK电路效率更高。2） 在常规BUCK的基础上对同步Buck电路参数的分析及设计：通过对Buck电路中的一系列参数，确定了同步BUCK电路的参数选择。3） 分析了线性电源的工作原理，线性电源都是降压式的，也就是输入电压必须高于所设计的输出电压。4） 对线性电路PI调节器的参数设计进行研究，确定了PI调节器的参数。PI调节器的参数决定了输出电流能否恒定。以上是本章的主要工作内容和工作总结，在这里也对各个环节也进行了Pspice仿真。确定了开环系统的可实现性。43 第3章 控制电路原理分析与设计 第3章 控制电路原理分析与设

44、计3.1 Buck电路的模型建立13 建立电力电子电电路路开关网络的传递函数是研究此类拓扑的常用方法。但是对于这类非线性对象，一般并不能通过简单的处理获得简洁的线性描述。这是因为本质上开关网络是一个非线性系统，尽管由于开关的高频效应，使得高频非线性激励和线性器件的低频响应特性共同作用，形成最后的响应结果具有线性性质因而能够用线性描述来刻画对象的主要性质，但是由于开关在存在，一般较难处理并加以利用。电路工作在CCM状态下，同步BUCK电路的信号模型与常规BUCK工作状态基本一致，因此，将通过对常规BUCK电路的小信号建模进行研究。这里建立Buck电路模型所采用的是小信号状态空间法。这是一种普遍适

45、用的方法，是一种最基本，标准化的分析方法，更具一般性。从其推导过程中我们可以看出它对于非线性因素的忽略处理过程，其可以得到关于占空比的传递函数。开关系统是一个强非线性系统，为了处理上的简单，我们将开关器件理想化：忽略其导通压降和反向漏电流，并认为开关非通即断，转换在瞬间完成。基于这两个假设，在电感电流连续的前提下我们可以使用状态方程组来描述开关网络在开关导通和关断这两种工作状态下各线性器件电参数之间的关系。以下是对Buck电路的小信号建模图3-1 Buck电路及其等效电路图对电路进行小信号分析当电路中输入法或负载有所变化时必然后产生一定的变化，设在变化过程中有以下几式成立：（3-1）可得小信号

46、图形3-1图3-2 Buck电路的小信号模型由于可得：（3-2）在这里我们忽略变量的二次项，可得输出与各变化量的直接一次关系。当我们研究输出电压的变化时即可得到下式：（3-3）同理也可以得到电流的的变化关系式：（3-5）（3-4）根据对电路3-1的分析可知，有如下关系式成立：结合式（3-3），（3-4），（3-5）可以得到Buck电路的各小信号之间的关系如下：（3-6）对上式取拉氏变换可得：（3-7）消去其中的电流变化量的因素可得下式：（3-8）由式（3-3）可知，输出电压的变化不仅仅取决于输出电压的变化，而且也依赖于上空比的变化。然而我们希望在负载变化时其输出不变化，至少是变化很小。这样就需

47、要进行闭环调节。这里将采用传统的PI调节。3.2 PWM控制电路工作原理3.2.1 PWM控制方式14根据对输出电压平均值进行调制的方式的不同，斩波BUCK电路可以有三种控制方式：1.保持开关周期T不变，调节开关导通的时间Ton，称为脉冲宽度调制（PWM）或脉冲调宽型。2.保持开关导通时间Ton不变，改变开关周期T，称为频率调制或调频型。3.Ton和T都可调，使占空比改变，称为混合型。脉宽调制(PWM)是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。3.2.2 PWM波形生成方式采样控制理论中有一个重要结论:冲量相等而形状不

48、同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.PWM控制技术就是以该结论为理论基础,对半导体开关器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,既可改变逆变电路输出电压的大小,也可改变输出频率. 上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。其原理可以简单分析为用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一部分正弦波。PWM波形的生成方法有计算法和调制法等，本节重点讲述跟踪控制方法，这种方法不是用信号波对载波进行调制，而是把希望输出的电流或电压波形作为指令信号，把实际电流或电压波形作

49、为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定电路中各功率开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化。这里采用三角波比较方式。图3-3 PWM控制三角波比较方式波形3.3比较器及互补驱动信号产生方式图3-4输出互补信号的比较器电路结构3.2.1比较器比较器是将一个模拟电压信号与一个基准电压相比较的电路。比较器的两路输入为模拟信号，输出则为二进制信号，当输入电压的差值增大或减小时，其输出保持恒定。电压比较器可以看作是放大倍数接近“无穷大”的运算放大器。电压比较器的功能：比较两个电压的大小(用输出电压的高或低电平，表示两个输入电压的大小关系)： 当”输入端电压高于”输入端时，电压比较器输出为高电平； 当

50、”输入端电压低于”输入端时，电压比较器输出为低电平；因此，也可以将其当作一个1位模/数转换器（ADC）。运算放大器在不加负反馈时从原理上讲可以用作比较器，但由于运算放大器的开环增益非常高，它只能处理输入差分电压非常小的信号。而且，一般情况下，运算放大器的延迟时间较长，无法满足实际需求。比较器经过调节可以提供极小的时间延迟，但其频响特性会受到一定限制。为避免输出振荡，许多比较器还带有内部滞回电路。比较器的阈值是固定的，有的只有一个阈值，有的具有两个阈值。参考电压Vref加于运放的反相端，它可以是正值，也可以是负值，而输入信号VI则加入运放的同相端，若运放处于开环工作状态，则具有很高的开环电压增益

51、。当输入信号电压VI小于参考电压Vref时，即差模输入电压Vid=VI-Vref<0时，运放将处于负饱和状态，此时Vo=VL；当输入信号电压VI升高到略大于参考电压Vref时，即Vid=VI-Vref>0时，运放立即转入正饱和状态，即Vo=Vh。它表示VI在参考电压Vref附近有微小的减小时，输出电压将从正的饱和值VH过渡到负的饱和值VL；若有微小的增加，输出电压将从负的饱和值VL过渡到正的饱和值VH。3.2.2比较器仿真电路及仿真验证图3-5比较器仿真电路同步BUCK直流变换电路的工作原理同传统的Buck变换器类似，当主开关管导通时，续流管关断，当主开关管关断时，续流管导通工作。

52、所以两管驱动脉动应互补，同时为了防止共通，发生短路而烧毁器件，必须设置死区。因此在比较器输出端采用延迟环节及与非门构成的输出结构。仿真波形如下图。图3-6 比较器基波与载波波形图3-7比较器输出波形当比较器输出波形经延时环节与与非门构成的互补信号输出电路后就得到了同步BUCK电路的驱动波形，仿真波形如下图。图3-8含死区的互补驱动信号波形3.3 增设双极点、双零点的PI补偿器图3-5增设双极点、双零点的PI补偿器对于BUCK变换器，理想的系统应该是截止频率附近斜率为-20dB/dec，同时相位裕度大于450。考虑到实际应用和软件修改的方便，本文补偿电路采用的是PI控制策略。在PI控制中，比例项

53、用于纠正偏差，积分项用于消除系统的稳态误差。另外，为了提高系统的稳定性和抗干扰能力，选用具有双极点、双零点补偿的PI控制器，如图6所示。增设的两个零点补偿由于Buck变换器的双极点造成的相位滞后，其中一个极点可以抵消变换器的ESR零点，另一个极点设置在高频段，可以抑制高频噪声。本课题采用Pspice软件设计了具有双零点、双极点的PI控制器，并对设计结果进行了仿真验证。根据Bode定理，补偿网络加入后的回路增益应满足幅频渐进线以-20dB/dec的斜率穿过剪切点，并且至少在剪切频率左右2的范围内保持此斜率不变。由此要求，首先选择剪切频率。实际应用中，选为宜，其中为斩波器工作频率或开关管的开关频率

54、。本课题中开关频率选择为50kHz，则fc =50/5=10kHz。    增加PI补偿器后，系统补偿后低频增益提高，中频带宽增大，并以-20dB/dec的斜率穿越零分贝线；系统截止频率近似为10kHz，与设计期望值相同；高频衰减迅速，很好地提高了系统抗干扰性能；补偿后的相位裕度达到了750。3.4本章小结本章主要对同步BUCK斩波电路的闭环控制进行的分析设计，通过小信号建模可以得知，当系统的输入也变化时输出电压的变化是对输入变化与占空比变化的非线性关系。确定了以传统的PI调节为补偿的闭环控制方式。1）通过传统BUCK电路与同步BUCK电路在CCM状态下的相似性，对传统BUCK电路进行小信号建模，以确定使用PI调节器进行闭环控制2）分析研究PWM控制原理与方法，确定了三角波比较方式获得驱动信号。3）对PI补偿环节进行分析研究，在PI控制中，比例项用于纠正偏差，积分项用于消除系统的稳态误差。确定PI补偿环节的参数。第4章 仿真验证 第4章 仿真验证在仿真验证时，根据课题要求设计参数将分步对系统进行仿真验证。4.1系统总体仿真验证图4-1系统完整仿真电路图电路输入为48V直流输入。要求输出为直流5A恒流，功