软件无线电信道化接收机模型的研究

1、 软件无线电信道化接收机模型的研究课程名称 ： 数理统计 院 (系) ： 计算机与通信学院 学 号 ： S08101027 姓 名 ： 许 名 松 2009年6月26日软件无线电信道化接收机模型的研究摘要：本文首先分别就单通道软件无线电接收机数学模型和并行多通道软件无线电接收机数学模型进行了分析。在此基础上，再针对软件无线电接收机存在的主要问题提出了软件无线电信道化接收机模型的概念，并且构建了复、实信号多相滤波器组信道化接收机数学模型。最后还对实信号多相滤波器组信道化接收机数学模型进行了仿真。关键词：软件无线电接收机，软件无线电,数学模型1.软件无线电的三种结构形式在软件接收机的前端，A/D起

2、着关键作用，因为A/D不同的采样方式决定了射频处理前端的组成结构，也影响了其后DSP平台的处理方式和对处理速度的不同要求；而且A/D的性能也严重制约整个软件无线电性能的提高。对应A/D对射频模拟信号的不同采样方式，我们可以总结出图1所示的四种典型的软件无线电结构：全宽开射频低通采样软件无线电结构、射频直接带通采样软件无线电结构、中频低通采样软件无线电结构、宽带中频带通采样软件无线电结构，后两种结构很相似归一为图1c）超宽带滤波器超宽带放大器分波段滤波器超宽带功率放大器超高速超宽带A/D超高速超宽带A/D双工器超高速DSP（软件）图1.1a） 射频全宽开低通采样软件无线电结构fs>2fma

3、x由于软件无线电的工作频段位于0.1MHz2GHz之间，射频全宽开的低通采样软件无线电结构对于某些工作频段较高的场合显然是不适用的。若最高频率fmax2GHz，考虑到前置超宽带滤波器的矩形系数r2时，即使允许过渡带混叠，最低采样速率也应满足：fs(r+1)fmax6GHz 如此高采样速率的ADC和DAC目前显然是无法实现的，尤其是当需要采用大动态、多位数器件时就更加困难。而且对这种前端完全宽开的软件无线电，即前置滤波器带宽为整个工作带宽，由于同时进入接收通道的信号数大幅度上升，对动态范围的要求就更高，给工程实现带来了极大的难度。所以，射频全宽开的低通采样软件无线电结构一般只适用于工作带宽不是非

4、常宽的场合，例如短波HF频段(0.1MHz30MHz)或者是超短波VHF频段(30MHz100MHz)，尤其是HF频段，根据目前的器件水平采用这种结构来实现是有可能的，因为此时要求A/D变换器的采样速率为100MHz以内，目前14位的A/D已基本达到了这个要求。窄带电调谐滤波器放大器功放窄带电调谐滤波A/DA/D双工器超高速DSP（软件）图1.1b） 射频直接带通采样软件无线电结构fs/fsm“0”内插上变放大器f0=(2n+1)fs/4f0m=(2m+3)fsm/4基于带通采样的射频宽开软件无线电结构，采用带通采样原理，使用一个主采样频率，若干个“盲区”采样频率来实现对整个工作频段的采样数字

5、化。它的特点是采样速率不高，对A/D及后续DSP的要求比较低，但从硬件结构来看却非常接近于理想的软件无线电。而且整个前端接收通带并不是全宽开的，而是先由窄带电调滤波器选择所需的信号，然后进行放大，再进行带通采样，这显然有助于提高接收通道信噪比，也有助于改善动态范围。这种结构的缺点是要求A/D器件要有足够高的工作带宽，或者说A/D中采样保持器及放大器的性能要高，而目前10位以上的AD也只能工作在1GHz左右。另外，窄带电调滤波器也是这种结构的软件无线电的关键部件，虽然已有商品上市，但其工作带宽还不够宽，如果要求工作带宽很宽(如0.1MHz2GHz)则必须分几个，十几个分频段来实现，实现起来还是有

6、相当难度的。该结构另一个缺陷就是需要多个采样频率，增加了系统的复杂度。把图1b)与图1a)比较可见，两者的最大不同点是前置滤波器的差异，前者采用了窄带电调滤波器，而后者是宽带滤波器；另外就是A/D的采样速率不一样，前者为中高速采样(100MHz以内)，而后者为超高速采样，取决于最高工作频率。最后就是对DSP的处理速度要求不一样，前者要求低，后者要求高，如果要求工作带宽很宽，后者往往是无法实现的。由以上分析可以看出，射频直接带通采样的软件无线电结构实现起来要容易得多，可行的多。中频低通采样软件无线电结构和射频宽开的低通采样无线电结构一样，在工作频段较高的情况下，要求ADC有足够高的采样速率；在工

7、作频段较低的情况下，又需要复杂的射频前端电路。所以和中频带通采样软件无线电结构相比，就明显处于劣势。分波段滤波器二中放超高速DSP(软件)A/D一中放rB0二本振一本振双工器滤波放大A/D放大功放高放f0(2n+1)fs/4fs>(r+1)B0图1.1c） 宽带中频带通、低通采样软件无线电结构宽带中频带通采样软件无线电结构与常规的超外差无线电台是类似的，但两者的本质区别是中频带宽不一样。常规电台的中频带宽为窄带结构，而软件无线电的中频带宽为宽带结构。由于中频带宽宽不仅使前端电路（如本振等）设计得以简化，信号经过接收通道后的失真也小，而且与常规窄带超外差电台相比，这种宽带中频结构再配以后续

8、的数字化处理，使其具有更好的波形适应性，信号带宽适应性以及可扩展性。这种软件无线电的缺陷是射频前端(ADC前、DAC后的模拟预处理电路)比较复杂，它的主要功能是把射频信号变换为适合于A/D采样的宽带中频信号或把D/A输出的宽带中频信号变换为射频信号。然而通过相对复杂的射频前端把高频信号变换为中心频率适中、带宽适中的宽带中频信号后，给后续的A/D采样数字化大大减轻了负担。这与前两种软件无线电结构相比不仅不需要第一种结构所要求的超高速采样，也不要求第二种结构所需的高精度、高工作带宽所要求的采样保持放大器，使A/D转换电路的设计大大简化，这是射频前端复杂性所带来的好处。在A/D器件无法满足要求的情况

9、下，增加一点复杂性也是值得的，况且这种宽带射频前端与窄带超外差前端相比还是相对要简单一些，无疑是近期软件无线电一种较可行的设计方案。宽带中频带通采样软件无线电结构的等效数字谱： 软件无线电前端不同的A/D采样方式决定了不同的软件无线电接收机的结构，但采样后的数字谱均可等效为总带宽为fs/2的基带谱，是中心频率为fs/4的非零中频信号，其中fs为ADC采样速率，有效带宽为B0，接收机采样后数字谱结构如图1.2所示。图1.2软件无线电接收机采样数字谱结构图0-fs/2fs/2fB0B0fs/4-fs/4XD ( f )XD-XD-XD+XD+2.软件无线电接收机数学模型软件无线电接收机的数学模型主

10、要包括单通道软件无线电接收机数学模型和并行多通道软件无线电接收机数学模型两部分内容。单通道软件无线电接收机模式，即在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号进行接收解调分析，不能同时接收多个信号。单通道软件无线电接收机后端的典型结构如图2.1所示，经接收机前端采集的数据继续要进行下一步的信号检测、同步获取、解调、解密、纠错、网络管理等处理过程。由于在当前器件水平下，DSP的每秒运算量难以满足直接进行后续处理的要求，所以需要有关键的预处理部分，即数字下变频部分（Digital Down Converter）。其功能是将高速中频信号转变成低速基带信号，以解决DSP平台处理速度有限所导致的困难。数字部

11、分射频部分NCO射频前端模块低通滤波放大抽取器后期处理ADC × DDC 图2.1 典型的软件无线电接收机2.1 单通道软件无线电接收机数学模型单通道软件无线电接收机模式，即在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号进行接收解调分析，不能同时接收多个通道的信号。单通道软件无线电接收机后端的典型结构如图2.2所示，经接收机前端采集的数据要继续进行下一步的信号检测、同步获取、解调、解密等处理过程。由于软件无线电功能全部由软件实现，因此运算量很大。例如中频的数字处理：12.5MHz的移动蜂窝波段用30.72MHz采样率采样，将频率搬移、滤波和抽取，对每个样本至少要作100次以上操作，这等于3

12、000MIPS的处理要求。但价格适宜、实际可用的DSP一般只有几百MIPS，因此需要采用数字下变频(Digital Down Converter，DDC)技术，其功能是是将高速中频信号转变成低速基带信号，以解决DSP平台处理速度有限所导致的困难。射频前端模块ADC射频部分 数字部分后期处理放大抽取器NCO低通滤波×DDC 图2.2 典型的单通道软件无线电接收机 数字下变频的基本功能是从输入的宽带高速数据流的数字信号中提取所需的窄带信号，将其下变频为数字基带信号，并转换成较低的数据流，数字下变频的基本模型如图2.3所示。高速ADC的输出信号送入数字下变频器，经带通滤波器滤除其它干扰信号

13、，然后在中频直接处理或先频谱搬移到基带再进行信号的解调、解码处理。仅对ADC输出的数据进行带通滤波所耗费的运算量就特别大，如信号的数字化采样率为30.72MHz，滤波器为33阶FIR滤波器，则滤波操作需要1013M次乘法和980M次加法，常规DSP难以承受。所以通常用专用集成芯片，如HSP50016来实现，但专用芯片的成本较高，而且灵活性较差。基于多相滤波的数字下变频处理器结构，使其运算量减少到原来的1/D，则通常的DSP就可以完成这一计算任务。S(n)I (n)Q (n)图2.3 单通道软件无线电接收机的数学模型HLP (ej)DHLP (ej)Dcos(0n)sin(0n)图2.3中，采样

14、后的调制信号S(n)经过正交混频、低通滤波后得到同相和正交分量。要注意，低通滤波器的通带截止频率fP应为I(n)和Q(n)的频谱分量中的最高频率；而其阻带截止频率fA应小于信道间隔的一半，以消除邻道干扰的影响。滤波后的同相和正交分量的带宽由fs/2变为fA，且fA<<fs/2，因而可以对I(n)和Q(n)进行Dfs/2fA的抽取来降低数据率，从而减轻后续信号处理的负担。可以看出，低通滤波器和后续的抽取器构成了一个标准的抽取系统，可以根据变采样率系统结构的互易性进行系统分析，由此对FIR低通滤波器进行多相分解。设滤波器为r阶，其传输函数为： (2.1)令rDi，i为整数，则该低通滤波

15、器的多相表示为： (2.2)此时Ek(zD)是H(z)的多相分量，其表达式为： (2.3)根据多相滤波结构原理,将滤波器多相分量与抽取操作进行互换,则滤波器的滤波操作运算量减少到原来的1/D。在数字下变频处理中，可先将ADC的输出数据分成D段存储，然后将D段输入数据经过数字混频器完成频率搬移。接下来，根据数字下变频的子带选择的要求，确定低通滤波器的单位冲击响应H(z)，并根据选择的子带的频带宽度、带内平坦度、滚降和对临近子频带的抑制等要求，选择抽取比D、滤波器阶数N和相应的窗函数。再根据式(2.3)进行多相分解，得到H(z)的多相分量，然后再进行求和操作即可。另外，若软件无线电接收机前端为带通

16、采样结构，则通过第二章的推导可以得到图2-4所示的多相滤波正交处理结构，但要求A/D的采样频率fs精确满足带通采样定理，然后通过正交滤波得到采样率减半的同相和正交分量，且省去了两个正交本振信号。其中f0为信号载频(信号的中心频率)，而非某一频带的中心频率；采样后的数字谱也不是中心频率为fs/4的非零中频信号，而是正交化处理后的两个正交的零中频信号I(n)和Q(n)。然后通过特征提取得出调制类型，继而对接收的信号进行解调分析。2.2 并行多通道软件无线电接收机数学模型在系统设计过程中，可以将多个单通道接收机并联起来实现多通道无线电信号的并行接收，可以分别对单个A/D采样带宽内的N个信号(由N个本

17、振频率1, 2, , N决定)进行接收。该结构原理简单，易于理解，实现起来也比较容易。同样，将多个正交采样单通道接收机并联也可构成并行多通道接收机，但相对于数字混频结构的并联多通道接收机而言，需要N个A/D转换器(N为通道数)，以实现对不同载频信号的正交采样，所以相对而言要复杂一些，且造价较高。3.多相滤波器组信道化接收机数学模型通常的软件无线电接收机存在的主要问题是，必须首先确知在哪个信道上有信号，在非合作性（或被动性）接收条件下，就需要用一个搜索或监视接收机的专用设备对整个频段进行搜索监视，以确定在哪个信道上出现了信号，以便将单通道或多通道接收机的数字本振调谐到对应的信道上。很明显，如果用

18、作搜索或监视的接收机搜索速度不足够快，就会遗漏或丢失信号从而产生漏警。这种现象就是所谓的无法进行全概率信号截获，尤其是对信号持续时间短的“突发”通信信号、跳频通信信号、自适应通信信号等，截获的概率将更低。所以，随着抗干扰通信体制的广泛应用，实现全概率信号截获的接收机是非常需要的。3.1数字滤波器组与信道化基本概念所谓的数字滤波器组是指具有一个共同输入，若干个输出端的一组滤波器，如图3.1所示。图中hk(n)（k0，1，K-1）为K个滤波器的冲激响应，它们有一个共同的输入信号S(n)，有K个输出信号yk(n)（k0，1，K-1）。如果这K个滤波器的功能是把宽带信号S(n)均匀分成K个子频带信号输

19、出，那么就把这种滤波器叫做信道化滤波器。如果设一个原型理想低通滤波器的频率响应为： （3.1）h0(n)hK-1(n)h1(n)S(n)y0(n)y1(n)yK-1(n)图3.1 滤波器组则图3.1中的K个滤波器的冲激响应为：（k=0，1，2，K-1） （3.2）由于滤波器组输出的信号yk(n)（k=0，1，2，K-1）的带宽仅为/K，所以可以对yk(n)进行K倍抽取，并不会影响yk(n)的频谱结构，如图3.2所示，其中用D代替了K。根据“整带”抽取理论，图3.2 (a)中的输出信号已成为低通信号，其频谱如图3.2 (b)所示1。h0(n)hD-1(n)h1(n)S(n)y0(m)y1(m)y

20、D-1(m)图4-6(a) 后置抽取器的滤波器组DDD-fs/D图4-6(b) 抽取后的低通信号0fs/DYk(ej2f)以上讨论的是对实信号S(n)的信道化划分情况，如果S(n)是复信号，则其信道划分如图3.3所示，其中图3.3(a)是K为奇数时的信道划分，图3.3 (b)是K为偶数时的信道划分，两种情况下的信道间隔均为2/K（注意实信号的间隔为/K），这时可以得出信道化滤波器hk(n)的表达式： （3.3）但这里的HLP(ej)为： （3.4）Hk(ej)0-图3.3(a) K为奇数时复信号的信道划分043210-图3.3(b) K为偶数时复信号的信道划分043215Hk(ej)由此可见，

21、实信号和复信号两种情况下的滤波器组表达式是不一样的，信道间隔也不同，在相同划分信道数的条件下，复信号的信道间隔为实信号的2倍2。由于复信号经信道化滤波后的信号带宽为2/K，故仍可对其进行K倍抽取，不会影响对应带宽内的信号谱结构。而且无论K是奇数还是偶数，都属于“整带”抽取，抽取后可直接获得所需的低通信号。3.2信道化滤波器组低通型实现对信道化滤波器阻低通实现的基本原理是首先通过混频将每个子带变换至基带（零中频），然后通过后级的低通滤波器hLP(n)滤出对应的子频带。由于滤波后的信号带宽为2/D，故可对其进行D倍抽取，以获得低采样率的信号。对于实信号和复信号都可以用低通型滤波器组实现，如图3.4

22、所示3。图3.4(a)中hLP(n)仍为式(3.1)（K=D）所示的原型低通滤波器，此时本振角频率k（k=0，1，2，D-1）由下式确定： （3.5）hLP(n)hLP(n)hLP(n)S(n)y0(m)y1(m)yD-1(m)图3.4(a) 复信号滤波器组的低通实现DDDhLP(n)hLP(n)hLP(n)S(n)y0(m)y1(m)yD-1(m)图3.4(b) 实信号滤波器组的低通实现2D2D2D图3.4(b)中的本振角频率k由下式确定： （3.6）由此可以看出，这种信道化滤波器组把整个采样频带（0fs）划分成若干个并行的信道输出，使得信号无论何时何地（信道）出现，均能加以截获，并进行解调

23、分析，所以这种滤波器组信道化接收机具备了全概率截获的能力，是侦收跳频、“突发”以及自适应通信信号的理想接收机。但是这种滤波器组信道化接收机实现起来是比较困难的，尤其是当信道数多，D值很大时，图中的低通滤波器所需的阶数可能会变得非常大，而且每信道就要配一个这样的滤波器，实现效率非常低4-6。所以，本文主要研究一种高效的实现方法，即多相滤波实现法。3.3复信号多相滤波器组信道化接收机数学模型利用多相滤波理论进行进一步的分析，由图3.4(a)可以得出第K路信道的输出为：定义： 则有： （3.7） 定义： （3.8）将式（3.8）代入式（3.7）得： （3.9） 将（3.7）代入（3.8）得： （3.

24、10） （3.11）式中，DFT(·)表示离散傅里叶变换，可用FFT来实现7-9。h0(n)hD-1(n)h1(n)y0(m)y1(m)yD-1(m)图3.5(a) 复信号信道化接收机DFTx0(m)x1(m)S(n)DDDz-1z-1z-1(-1)m或1(-1)m或1(-1)m或1(-1)m或1xD-1(m)根据上述推导过程，得到基于多相滤波结构的信道化接收机数学模型如图3.5(a)所示。在图中第一个乘法器的本振信号，当D为偶数时取(-1)m，D为奇数时取1（即无乘法器）。由图3.5(a)可见，此时不仅D倍抽取器已位于滤波器之前，而且现在每个信道的抽取滤波器不是原先的原型低通滤波器

25、h(n)，而是该滤波器的多相分量h(m)，其运算量降至原来的1/D，极大地提高了这种信道化接收机的实时处理能力。3.4实信号多相滤波器组信道化接收机数学模型上面推导的数学模型是针对输入信号为复信号时的结果，但在实际当中往往为实信号，若把实信号当作复信号的一种特殊情况来处理就会有一半信道是冗余的。为了有效地利用各信道，从图3.6(b)直接推导出实信号的多相滤波信道化数学模型，推导方法与复信号的相似。由图3.4(b)可得：与复信号处理相似，通过恒等变形得： （3.12）令：，则有： （3.13）把式（3.8）代入式（3.13）得： （3.14）根据上述推导过程，得到基于多相滤波结构实信号和复信号的信道化接收机数学模型如图3