LM5116中文手册(DOC)

1、LM5116 宽范围同步降压控制器概述该 LM5116 是一个同步降压控制器，适用于高输入电压或宽输入电压的环境中。其控制方式是电流模式控制，该控制方式是利用一个模拟出来的电流斜坡。电流模式控制提供了固有的线路前馈，以周期电流限制和易于循环的环路补偿。电流模式控制提供固有的线性前馈，周期性循环的电流限制以及环路补偿。仿真控制斜坡的使用可以减少脉宽调制电路的噪声灵敏 度，是高输入电压应用中实现小占空比的可靠控制所必需的。其工作频率可编程， 从 50kHz至 1MHz。LM5116 是驱动外部高边和低边的 NMOS 电源开关，这两个 MOS 管有自适应的 死区时间控制。可由用户选择二极管仿真的模式

2、使芯片在轻负载时能够提高不连续工作模式 的效率。低静态关断电流就能使芯片不工作，并消耗总输入电流中的10uA。其它特点包括一个高压偏置调节器、能自动切换到外部偏置以提高效率、热关断、频率同步、周期性限流、以及自适应线性欠压锁定。 该芯片选用 TSSOP-20 的封装，具有一个额外的焊盘以增加散热， 这种封装方式在大功率模式下是十分有效的。特色仿峰值电流模式输入电压范围可达 100V低关断电流能驱动标准或逻辑级的 MOS 管栅极驱动电流可高达 3.5A自由运行或同步操作到 1MHz可选择的二极管仿真模式输出电压范围 1.215V 80V电压基准精度为 1.5%可编程限流 可编程软启动 可编程的线

3、性欠压锁定 自动切换到外部偏置电压TSSOP-20EP 裸露焊盘热关断典型电路引脚描述引脚名称描述1VIN芯片电源电压，输入电压2UVLO如果 UVLO 弓 1 脚的电压低于 1.215V，调节器会进入待机模式（VCC 调 节器工作，开关驱动电路不工作）。如果 UVLO 引脚电压高于 1.215V， 这个调节器正常工作。可以通过外部分压器来设置欠压关断的阈值。当EN 引脚为高时，这个引脚存在一个固定的5 卩 A 上拉电流。在工作在电流限制模式时，UVLO 会每隔 256 个时钟周期被拉到地。3RT/SYNC内部晶振可以通过一个该引脚和地之间的电阻来设置。推荐的频率范围 为 50kHz至 1MH

4、z。内部振荡器可通过耦合一个交流上升沿到这个节点 来同步至外部时钟。4EN如果 EN 引脚低于 0.5V，调节器会进入低功耗模式，并从VIN 获取少于10 卩 A 的电流。在正常工作状态，EN 电压必须拉到 3.3V。5RAMP斜坡控制信号。在该引脚和地之间的外部电容可以设置用于电流模式控_|制的斜坡坡度。6AGND模拟地7SS一个外部电容和内部 10 卩 A 的电流源可以设置误差放大器参考电压上升沿的软启动时间常数。在 VCC4.5V 或 UVLO CSS*TSRAMP-SCOMP11DEMB二极管仿真模式下低边 MOS 管源极电平的监控器。在启动进入预偏置负载时，将该引脚连接在 CGS 和

5、地的连接点。在完全同步工作时，用一个 外部串联电阻将 DEMB 和地相连，使二极管仿真阈值提高到低边开关管 开启电压以上。12CS电流检测放大器的输入。连接到电流检测电阻器的顶部，如果用低边 MOS 管的RDS（ON）作为电流检测电阻，则连接到MOS 管的漏极。13CSG电流检测放大器的输入。连接到检测电阻的底部，如果用低边 MOS 管的RDS（ON）作为电流检测电阻，则连接到MOS 管的源极。14PGND电源地。15LO通过一条短且低感的路径连接到低边同步管的栅极。16VCC通过一个尽量靠近控制器的低ESR/ESL 的电容实现局部解耦。17VCCX可选择的外部 VCC 电压输入引脚。 如果

6、VCCX4.5V， VCCX 在内部连 接到 VCC，此时内部 VCC 调节器不起作用。 若 VCCX 不使用，要接地。18HB为自举高边栅极驱动器提供驱动电压。和自举二极管的阴极以及自举电 容的正端相连。自举电容提供改变咼边 MOS 管栅极的电流，因此必须放 置在尽量靠近控制器的位置。19HO通过一条短且低感的路径连接到高边同步管的栅极。20SW开关节点，连接到自举电容的负端以及咼边MOS 管的源极。EPEP裸焊盘。焊锡到地平面。绝对最大额定值VIN to GND-0.3V to 100VVCC, VCCX, UVLO to GND （不能超过 VIN 电平）-0.3 to 16VSW, C

7、S to GND-3.0 to 100VHB to SW-0.3 to 16VHO to SW-0.3 to HB+0.3VVOUT to GND-0.3 to 100VCSG to GND-1V to 1VLO to GND-0.3 to VCC+0.3VSS to GND-0.3 to 7VFB to GND-0.3 to 7VDEMB to GND-0.3 to VCCRT to GND-0.3 to 7VEN to GND-0.3 to 100VESD Rat ingHBM （LO、HO、HB 的等级在 1kV , VIN 的等级在 1.5kV , 其他都在 2kV）2 kVStora

8、ge Temperature Range-55 C to +150 CJunction Temperature+150 C工作范围（RAMP 和 COMP 是输出引脚，因此它们没有被指定外部电压应用指标）VIN6V to 100VVCC, VCCX4.75V to 15VHB to SW4.75V to 15VDEMB to GND-0.3V to 2VJunction Temperature-40 C to +125 C-FdrSpnExHV1N Operating CurrsntV1N Opefaling Currantf|VCCX = 5V, 1M = 1QOV|VCCX = 5V!VI

9、NMV|VCCX - OV. - 1OOVM5-JibiCF1事5gQ鬧39-iEB3a3c1HiEN Input UEN Input Bias CurtwtEN InputCurrentEN Input Bias CurrentEN Input High ThfshotdEN Input Lg ThfflshcWl-B DC Bids CumenffVCC Jndw-valage ThreshoMVCCX IPuk down Resisianc&X1I/CC Sourcing CurTMit LrnitVCC LDO Mode Tunurff二M0皀H14皑noICCX = 10TT

10、AA5t-j屮yeu in830o4xfch-sl o074.-AA-oCfiI7Q和7bWC5UCCRggu宵UVLOPL*HICurrent SourceUVLO Siancfcy Thireshddg5pa.5兮02| ConditionsMin | Typ | Max | UnitsSymbol Soft StarSS Current SourceSS = OV81114MASS Diode Enuiabon Rar 申 OsabteThresholdSSRisng3VSS lo FB OffsetFB= 1.25V160mVSS Output Low VokageSinking lO

11、OpA UVLO = (W45mVError AinplifierVREFFB Reference VoltageMeasured at FB pin. FB =COMP1.1951215131VFB Input Bias CurrentFB = 2V15500nACOMP Sink-Source Current3mAAaDC Gw80dBUnity Gon Bandwidth3MHzPWM Comparators| Forced HO OH-time320450580ns|Moimum HO On-bmeV1N = aov.= SOpF100nsOedlhtocFrequency 1RT=

12、16kfi100200220kHzFrequency 2RT = 5kfi480535590kHzRT output voltage1.191115139VRT sync positive threshold3.03.54.0VCurrent LimitVCWTM)Cycte) )yoad - lOOOpFWreHOFi-?dpllT-neC4d = lOOOpF13幅zP* HO SoufoeVHD= W1A亠厂 t1VKJ= vcc2L2AkB lo SW Qdr-volla&3VSwilching Ch4rAeflrilBULO Fall 怕 HORwDetdyC-koad=Q7

13、5HfiHOFrftoLO Rse DeUyC4oad“TOr=.ThermalTSD：id 21Rising17D-n - y.15Jincbcn to Ambient40&WicdiXa io Caw4QW典型性能参数（略，见手册）框图和典型应用电路详细工作说明LM5116 高压开关调节器能实现高效率的高压降压调节器的所有功能，并使用最少的外围器件。该稳压器集成了能提供2A 峰值电流的高边和低边 MOS 管的驱动器电容。这个调节器控制方法是利用仿电流斜坡的电流模式控制。仿峰值电流模式控制提供固定的线性前 馈、周期性的电流限制、 简单的环路补偿。仿真控制斜坡的使用减少了脉宽调制电路的

14、噪声 灵敏度，是高输入电压应用中实现小占空比的可靠控制所必需的。其工作频率可编程，从 50kHz 至 1MHz。振荡器侗步引脚，可将工作频率由一个电阻或外部同步时钟来设置。故障保护功能包括电流限流、热关断、远程关断能力。当输入电压小于用户设定的阈值时，欠压锁定会使调节器关断，同时使能输入端的使能功能使调节器工作在极低的关断电流。LM5116-Y vccxn SocxXTrHEGULATORHecutLHflW0THERMALSHUTDOWNDRinERHOvrr1.tlSek* STAHDBV12TSSOP-20 封装模式有一个额外的裸露焊盘以增加散热功能。 高压启动调节器LM5116 含有一

15、个双模式的内部高压启动调节器，既为PWM 控制器提供 VCC 偏置电源，也为高边降压 MOS 管提供自举栅极驱动。输入引脚（ VIN ）能直接连到高达 100V 的 输入电压源。当输入电压低于10.6V 时，低压差开关直接将 VCC 连到 VIN。在这个电压范围内，VCC 接近于 VIN。当 VIN 电压高于 10.6V 时，低压差开关失效，VCC 调节器将 VCC 电压维持在 7.4V。芯片能够工作在 6V 到 100V 就是通过该双模式稳压器实现的。该VCC调节器的输出电流被限制在26mA。上电初始，调节器将电流灌入和 VCC 引脚相连的电容。当 VCC 引脚上的电压超过 4.5V，切 U

16、VLO 引脚上的电压大于 1.215V。输出开关工作，软 启动开始。输出开关持续工作直到VCC 电压跌落到 4.5V 以下、EN 引脚被拉低、UVLO 引脚低于 1.215V 或管芯温度超过热门限。有额外绕组电感的 VCCX 偏置电源输出电压驱动的偏置电源可以应用在VCCX 引脚，以较少 IC 的功耗。如果偏置电源电压大于 4.5V，内部调节器会关闭以减少IC 的功耗。在正常工作时，VCC 调节器通过 VCC和 VIN 之间的反向偏置二极管串联。 当输出电压在 5V 到 15V 之间时，可以将 VOUT 和 VCCX 直接相连。当 VOUT5V 时，输出端电感可以加到 VOUT 端。如果偏置绕

17、组可以提供比输 入电压 VIN 更大VCCX，从输入电源到 VIN 引脚间要加一个外部阻塞二极管，防止VCC向输入电源放电。在高电压应用中要特别注意采取措施，确保在VIN 引脚不超过绝对最大额定电压为100V。在线路或负载瞬态， VIN 上的电压振铃超过绝对最大额定值可能会损坏IC。仔细的PCB 布局和高品质的靠近 VIN 和 GND 引脚的旁路电容是必不可少的。使能LM5116 有一个使能脚，允许非常低的输入关断电流。如果使能引脚拉到0.5V 以下时，稳压器进入关闭状态，从 VIN 引脚拉少于 10 卩 A 的电流。EN 咼于 3.3V 时，调节器回复正 常工作。如果不需要此功能， EN 引

18、脚可以直接连接到 VIN。该引脚不能悬空，1MQ的上拉 电阻可以用于集电极开路的控制信号接口上。使能电路UVLO欠压锁定引脚使调节器无需进入关断状态就失效。如果调节器进入软启动电容放电和输出禁止的待机操作模式，电压拉到 1.215V 以上，控制器恢复到正常工作。 输入端到地之间的分压器可以用来设置VIN欠压输入状态和输入故障的阈值。在 锁定功能不用时保持空置。UVLO 引脚也可以用来实现暂时的电流限制。如果电流限制故障存在超过 256 个连续的时钟周期，UVLO 引脚将在内部下拉至 200mV，然后被释放。UVLO 弓 I 脚和地之间的电容 可以用来设置暂时电流限制模式的时间。当此功能和分压器

19、一起使用时，在输入欠压条件下。在电阻顶部的二极管可以用于电容放电。振荡器和同步功能LM5116 的振荡频率是由一个连接在 RT/SYNC 和 AGND 之间的外部电阻设置的。 这个 电阻必须非常靠近驱动器， 且直接连接到 IC 的引脚上。为了得到一个期望的振荡频率 (fsw), 这个电阻的值可以通过以下的等式计算：RT=(T-45On s)/284pF其中 T=1/ fsw,RT的单位是欧姆，450ns 表示固定的关闭时间。RT/SYNC 弓 I 脚可以将内部振荡器和外部时钟相连。这个外部时钟必须比由外部电阻设置的 固定频率要高。内部振荡器可通过耦合一个交流上升沿到这个节点来同步至外部时钟。R

20、T/SYNC 引脚的正常电压是 1.215V，当高于 4V 时，关断内部同步脉冲的检测。推荐5V的幅值信号和 100pF 的耦合电容。固定频率的理论设定值要比外部时钟低15%。如果同步频率比固有频率高出两倍，可能导致脉宽调制器工作异常。误差信号放大器和 PWM 比较器 这个内部高增益误差放大器可以使调节器的输出电压和内部的高精度基准电压的差分误差 信号成比例放大。误差放大器的输出和COMP 引脚相连， 使用户设置环路补偿网络，该补偿网络属于第二类。 这个补偿网络可以产生频率极低的极点，一个中等带宽的零点， 一个噪声消减的高频极点。这个PWM 比较器将斜坡发生器的电流检测信号和COMP 引脚上的

21、误差放大器的输出电压想比较。斜坡发生器电流模式控制中脉宽调制器上的斜坡信号直接来自降压开关电流。|这个开关电流感应出电感电流的上升沿。为 PWM 斜坡提供这个信号可以简化控制回路响应信号极点和提供固定输入 电压前馈补偿的传输功能，PWM 控制使用降压开关电流信号的缺点是由于电路中存在原本UVLO 引脚被拉低于 1.215V,但 VCC 调节器仍然工作。当 UVLOUVLO 引脚内部的 5A的上拉电流允许该引脚在欠压Interna SV railXKK754S使能偏置电流和电压应该滤除的寄生效应，会产生一个非常大的上升沿过冲。同时，电流测量也可能引入明显的传输延时。滤波器、占空时间、传输延时都会

22、限制能到达的最小脉冲宽度。在实际应用中,当输入电压远大于输出电压时，小脉宽和小占空比的控制就非常需要调节了。LM5116 禾 U 用一个独立的、不用测量降压开关电流就能重建信号的斜坡发生器。描绘或仿真电感电流可以给 PWM 比较器提供一个没有上升沿过冲和测量或滤波延时的斜坡信号。这个重建的电流信号包括两个元素，一个是采样保持的直流分量，一个是仿真的电流斜坡。电流感应信号的组成这个直流分量是从测量低边MOS 管或电流感应电阻得来的。 MOS 管或感应电阻上电压仅仅在降压开关下一个传导间隙开始之前采样并保持。电流感应和采样保持是直流信号重建。电流斜坡的上升坡度是通过RAMP 和 AGND 间的一个

23、外部电容和一个内部电压控制电流源来产生的。产生电感电流的斜坡电流源是通过以下关于VIN 和 VOUT 的电压得出的：IR=5卩A/V*（VIN-VOUT ） +25 卩 A斜坡电容（CRAMP）的正确选择要依靠输出电感值（L ）和电流感应电阻（RS）得出。为了产生正确的电流，直流采样保持值和斜坡幅值必须同样从负载电流得出。公式为：其中 gm 是斜坡发生器的跨导（5 卩 A/V ）, A 是电流感应放大器的增益（10V/V ）。这个斜坡 电容应该非常靠近驱动器且直接连在IC 的两个引脚上（RAMP 和 AGND ）。感应电流的平均值和采样感应电流的直流分量的不同是在稳定工作条件下的不稳定 性。这

24、个不稳定性指次谐波振荡，在下一个开关周期的开始时，如果感应冲击电流不能回到它的初始值，就会出现次谐波振荡。 次谐波振荡有明显的交流宽度和开关节点出现窄脉冲等 特点。增加固定坡度的电压斜坡（坡度补偿）在电流感应信号上可以防止这个振荡。来自仿真电流源的 25 卩 A 的偏置电流可以给 5V 输出提供最佳的斜坡信号补偿。在更高的输出电平的条件下，可能需要额外的坡度补偿。 斜坡电容可以降低它的标定值，以增加斜坡补偿坡度。直流采样电流通过 CS 和 CSG 引脚和电路感应电阻（RS）或者低边 MOS 管的RDS（ON）相连获得。当使用RDS（ON）感应时，RS=RDS（ON）。在这种情况下，为了得到期望

25、的电流限制， 将电流感应放大器的增益适应一个较低的值是很有用的。将一个外部电阻RG和 CS 和 CSG串联，电流感应放大器增益A 为：Rs x AXLCRAMPgm滋LA X RsA10k/（1k+RG）电流限制LM5116 有一个电流监控模式以防止电路进入过流状态。只要设置正确，仿真电流感应信号可以和降压开关电流通过由电流限制感应电阻决定的比例系数成比例增加。这个仿真斜坡信号用于电流限制比较器。如果仿真斜坡信号超过1.6V，电流循环停止（周期性电流限制）。这个斜坡放大器和VIN-VOUT成比例。如果VOUT短路，空闲周期将会直接减少。为了 在较长的电流限制条件下，更好地保护外部开关， 一个内

26、部计数器在限流条件下计算时钟脉冲。当计数器检测到 256 个连续的时钟周期，这个调节器进入一个低功耗的电流限制打嗝模 式。这个调节器通过暂时拉低UVLO 和释放软启动电容来实现关断。当UVLO 变回 1.215V时，调节器重启一个完全的软启动循环。这个过程一直持续到故障被消除。这个打嗝间歇周期可以通过 UVLO 和地之间的电容来控制。低输出电感和高输入电压的情况下，开关电流 可能会由于电流限制比较器的延时传输而出现过冲。如果过冲存在，采样保持电路检测到这个过度的循环电流。如果采样保持电路直流分量超过内部直流限制阈值，这个降压开关会不工作，并持续跳脉冲直到电流衰减到电流限制阈值以下。出现过冲电流

27、后感应电流会进入衰减，这个方式可以通过传输延时和感应饱和的方式避免电流衰减的情况出现。在低边 MOS 管的源极用电流感应电阻比RDS（ON）感应的方式能提供更好的电流限制精 度。RDSCURRENT LIMITCURRENT SENSE（ON）感应的方式由于 MOS 管RDS（ON）会随着温度变动，以及不同器件间的变动而导致 精度较低。CS 和 CSG 弓 I 脚会和电流感应电阻或 MOS 管的开集合源极相连。触发电流限制比较器的冲击电流是：IPEAK=(1.1V-25卩 A*tON/CRAMP)/(A*RS)1.1V/(A*RS)toN是高边 MOS 管的打开时间。1.1V 的阈值是电流限制

28、比较器的1.6V 参考电平和电流检测放大器的 0.5V 偏置的压差。电流检测放大器上的偏置使感应电流的纹波在完全同步工 作时达到-0.5V/（ A*RS）电流限制迟滞是为了防止当 VOUT 给 VCCX 供电时在阈值附近的振荡。当4.5VVCC5.8V，1.6V 的参考电平增加到 1.72V。触发电流限制比较器的冲击电流变为：当 5V 的输出给 VCCX 供电时，在短路条件下，还有峰值电流10%的回调的效果。软启动和二极管仿真软启动功能使调节器逐步达到初始稳定工作点，因此可以降低启动应力和浪涌。LM5116可以调节 FB 引脚到 SS 引脚的电压或内部 1.215V 的参考电平，它们总为低电平

29、。 在软启动 过程刚开始时，当 SS=0V ,内部 10 卩 A 的缓启动电流源逐渐给外部和 SS 引脚相连的缓启动 电容（CSS）充电，使 FB 和输出电压逐渐增加。在给CSS 初始充电，电压达到参考电平的过程中，LM5116 被迫进入二极管仿真。就是说，如果检测到的电感电流变为负值，低边 MOS 管会关闭约一个周期。通过监控 SW 和 DEMB 之间的电压可以得到电感电流。当SS电容继续充电超出 1.215V 至 3V , DEMB 的偏置电流将从 OA增加至 40A。随着 DEMB 外部电阻的使用（RDEMB ）,二极管仿真的感应电流阈值会增加，从而逐步过渡到同步工 作。当软启动允许LM

30、5116 启动时进入没有不必要的输出电容放电的预偏置输出，进入二极管仿真。如果当 LO 高电平时 DEMB 引脚总是偏置到比 SW 引脚高的电势，进入完全同步 工作。在大多数应用中，RDEMB=10kQ,会使 DEMB 引脚最小偏置到 0.45V。DEMB 偏置电平应该总是保持在 2V 以下。当 RDEMB =Q时，LM5116 将始终运行在二极管仿真。当 SS 变到 3V,SS 闩锁就被设定，使 DEMB 偏置电流增加到 65 卩 A。一个放大器被启动，它 可以调节 SS 电平到160mV， 超过 FB 电压。 这个功能可以防止输出电压过冲， 输出电压随 时受到调节。 当检测到故障 （ VC

31、C欠压，UVLO 引脚1.215V，或者 EN=0V）,软启动电容 被放电。一旦故障条件不存在，新的软启动过程被建立。HO 输出LM5116 包括一个高电流、高边驱动以及高电压等级的转移。这个门驱动电路与外部二 极管和自举电容配合使用。建议将一个1 卩 F 的陶瓷电容，通过很短的路径与 HB 和 SW 引脚相连。在高边 MOS 管关闭时，SW 引脚的电平接近-0.5V , VCC 通过外部自举二极管给自 举电容充电。当工作在高占空比状态时，降压开关将被迫关闭每450ns,以确保自举电容充电周期。LO 和 HO 输出用自适应死区时间控制方法，它确保了两个输出都从来没有在同一时间 启用。当控制器使

32、 HO 使能时，这个自适应功能块首先使LO 无效，等到 LO 的电平降到约为 VCC 电平的 25%时，经过短暂的延时，HO 才有效。类似的，当 HO 放电时，LO 有效。这种方法可以保证足够的死区时间给任何种类的MOS 管。热保护内部热关断电路是为了保护集成电路工作出现最大结温的情况。当它动作时，典型温度在 170 C,控制器强制进入低功耗的重启动，使输出驱动和偏置调节器无效。这个设计可 以防止偶发性的器件过热导致灾难性的故障。1,22V-25AXtQN1.22VAx Rs应用信息外部器件计算外部器件的过程在下面的设计实例中举例说明。设计器件的清单在TABLE1 中。Figure 15 中的

33、电路按如下规格配置：输出电压=5V ；输入电压=760V ；最大负载电流=7A ；开关频率=250kHz简化公式作为设计方法的通用方针。详细公式在小节的最后提供。定时电阻RT用于设置振荡器的开关频率。一般，高频应用时阻抗较小，但会有较高的损失。250kHz 的工作频率是高频和小尺寸的统一。250kHz 开关频率下的RT阻抗可以通过以下的公式计算：RT选择最接近标准值的12.4kQ o输出电感电感值根据工作频率、负载电流、纹波电流和输入输出电压确定。已知开关频率（fsw）,最大纹波电流（Ipp）,最大输入电压（V|N（MAX）和标称输出电压（VOUT）,电感值可按如下计算：最大纹波电流在输入电压

34、最大时出现。典型地，IPP等于 20%到 40%的满负载电流。当工作在二极管仿真模式时，最大纹波电流应该小于两倍的最小负载电路。在完全同步工作时,高纹波电流可以被接受。 如果允许高纹波电流， 可以使用更小的电感， 但也会使输出端电容感，选择 40%的纹波电流:5V-x0,4 x7Ax 250kHz使用近似的 6 卩 H 标准值。这个电感必须以冲击电流来计算，以防止饱和。在正常工作期间，冲击电流为最大负载电流加最大纹波。在正确调整器件值并过负载条件下，冲击电流被限制在VCS（TH）/RS（见下一节）。在输出短路时的最大输入电压，电流谷值必须在高边MOS 管允许打开前降到VCS（TH）/RS以下。

35、这个冲击电流进入稳定状态可以增加到VIN（MAX）XTON（MIN）高。选择的电感都必须按照这个条件来选值，特别是在抬升额定饱和电流的温度时， 可能出现显著的下降。250 kHz450 nS284 pF= 12.5kQVoUTV|N(MAX)在平整纹波电流得到低输出纹波电压方面,承受更多的压力。在这个例子中，为了更小的电5V 60vJ=6.5pH电流感应电阻电流限制通过电流感应电阻值（Rs）来设定。_ VQS（TH）IUM=Rs为了得到 5V 的输出，最大电流感应信号出现在最下输入电压时，因此在这个例子中，VCCX=0V，因此 VCS（TH）=0.11V。这个电流感应电阻如下计算:0.11V7

36、A +2 x 6 pH x250kHzXV+示力最接近标准值的较低RS为 10mQ。斜坡电容当电感和感应电阻值选好后，斜坡电容的值（CRAMP ）在仿真斜坡电路时是必须的:其中，输出电感 L 的值单位是 H , gm 是斜坡发生器的跨导（5 卩 A/V ）, A 是电流感应运放 的增益（10V/V ）。在 5C 输出设计实例中，斜坡电容计算如下：CRAMP 选择近似标注值 270pF。推荐选用一个 5%COG 类型的电容或者更小公差的电容。 输出电容输出电容可以平整电感纹波电流，提供一个给暂态负载充电的源。在此设计实例中， 选择 5 个 100 卩 F 的陶瓷电容。陶瓷电容提供非常低的等效串联

37、阻抗（ESR），但是由于直流偏置，电容容值会出现显著的衰减。从厂商数据手册中可知，在 250kHz 下的 ESR 是 2mQ/5=0.4 2mQ,在 5V 时电容容值下降 36%。这个已经通过测试电路的输出纹波电压和频率响应证 实。主要器件的输出纹波电压按如下计算：代入 5V 设计实例的典型值，则:AVOUT= 4.8 mV输入电容调节器提供的电压在开关频率下具有较大的电源阻抗。高质量的输入电容在抑制VIN在打开期间提供开关电流时的电压纹波方面是必须的。当降压开关打开时，开关电流进入电感电流波形的谷值。这个输入电容应该选择RMS 电流等级以及最小的纹波电压。一个好的Vc5(TH)lo +VQU

38、T2 X L X fgwVouTRS如下计算:IOUT/2。低 ESR 的高质量陶瓷电容被选择用于输入滤波器。考虑到电容公差和电压等级，使用4 个 2.2 卩 F 的 100V 的陶瓷电容在典型应用电路中。用陶瓷电容，输入纹波电压会是三角形,峰值在 50%的占空比。考虑到直流偏置电容的变化，输入纹波电压近似为：当变换器连接到输入电源，会产生一个由线路阻抗和输入电容组成的谐振电路。如果期望在 LM5116 的最大额定值附近出现阶跃输入电压骤变，应该对器件VIN 引脚上的振荡和可能的过冲做一个仔细的评估。为了尽量减小过冲，使C|N10XLIN。典型电流阻抗和谐振频率为：变换器会出现一个负向输入阻抗

39、，在最小输入电压下最小:输入滤波器的阻尼因子是:当S=1 时，输入滤波器在临界阻尼。这可能很难达到实际器件的值。在S1 卩 F 可以限制短路功耗。 当使用CFT、RUV1、RUV2时，也可以使用 D2。MOS 管功率 MOS 管的选择也是由开关频率来考虑的。高边和低边MOS 管的关闭损耗是决定不同器件的相对效率一个方式。当使用分离的 SO-8 封装的 MOS 管，LM5116 最有效地输出2A 到 10A 的电流。功率 MOS 管的损耗包括传导损耗、栅极充电损耗、开关损耗。传导或 者 I2R 损耗Rijvi=1.215 xxCFTx In 1 /215PDC，由下式近似得出：PDC(HO-MO

40、SFET二D X (Io2XRQS(0NX13)PDC(LO-MOSFET)= (1 - D) x (l02X RDS(QN)x 1 -3)其中 D 是占空比，1.3 因子认为是由于加热导致 MOS 管导通阻抗增加的系数。也可以两者 选一，1.3因子可以不要，但是 MOS 管的导通阻抗要根据数据手册中RDS(ON)VS 温度的曲线来计算。栅极充电损耗，PGC，根据电流驱动功率 MOS 管的栅极电容，近似为：PGC =r x vccxQax tSWQg 指一个 MOS 管总的栅极电荷， n 指的是 MOS 管的个数。如果使用了不同种类的 MOS 管。n可以被忽略，他们的栅极电荷累积成一个总的Qg

41、。栅极充电损耗跟存在于 LM5116的传导损耗和开关损耗不同，也不在MOS 管的本身。LM5116 更多的损耗也存在，如由内部线性调节器提供的栅极驱动电流。在短暂的转换周期如MOS 管的开和关，开关损耗就会存在。在这个转换周期，电流和电压多出现在 MOS 管的通道上。这个开关损耗可以近似的：SW=0 5 x V|Nx loX (tq + tF) x isw其中 tR 和 tF 是 MOS 管的上升和下降时间。开关损耗只能通过高边MOS 管来计算。低边MOS 管的开关损耗可以忽略，因为低边MOS 管的寄生二极管在 MOS 管本身之前打开。使漏极到源极的电压在开关导通时降到最小。在这个例子中，最大

42、的漏源极电压应用在任意一个 MOS 管上都是 60V o VCC 在 MOS 管的栅极提供驱动电压。 选用的 MOS 管要能承受 60V 加漏源极间的任何振铃，还可以运用至少VCC 加栅极和源极间的振铃。在本例中，MOS管的好选择是 Si7850DP。 它的RDS(ON)是 20mQ,总的栅极电荷是 14nC,上升和下降时间分 别是 10ns和 12ns。在正常工作时需要维持降压比率较高的应用中，效率可以通过选择低 Qg的高边 MOS 管和低的RDS(ON)低边 MOS 管来优化。对于逻辑电平不是真的高压 MOS 管，使用 UVLO 功能非常重要。选择一个对完全增强 MOS 管栅极足够高的 V

43、CC 和自举(HB)供电的最小工作电压。这可以防止在会导致MOS 失效的接通或关闭电源时工作在线性区域。当输出电压供应给VCCX 时，也需要作出类似的考虑。MOS 缓冲器低边 MOS 管的电阻电容组成的缓冲网络可以减少开关节点上的振铃和尖峰。过度的振铃和尖峰会引起不稳定工作，并在输出端耦合尖峰和噪声。缓冲网络的值最好通过经验模型获得。首先，要使缓冲节点的引线长度最短。电阻值在 5Q和 50Q之间。增加缓冲电容的值可以增加阻尼，但会引入更高的损耗。选择一个在最大负载下能够给开关波形尖峰提供适当 阻尼的最小缓冲电容。误差放大器补偿RCOMP、CCOMP、CHF可以配置误差放大器的增益特性以获得一个

44、稳定的电压环路增益。电流模式控制的一个优点是能只通过两个反馈器件RCOMP、CCOMP来关闭环路。电压环路增益是调节器增益和误差放大器增益的结果。在5V 的输出设计实例中，调节器被认为是理想的电压电流转换器。LM5116DC 调节器的增益可以如下模拟：DC Gain= RLOAD/ (AXR$)调节器占优势的低频极点是由负载电阻( 点的转折频率是：RLOAD)和输出电容(COUT)决定的。这个极fp(Moo)= 1 M2ir xRLOADx C0LrT)其中RLOAD=5V/7A=0.714Q,COUT=320Mf(有效的)，因此 fp(MOD)=700HzDC GairMODi=0-714Q/(10 x lOrnQ) = 7J4= l7dB在 5V 设计实例中，调节器增益 VS 频率特性的测试结果如下图所示。调节器增益和相位R