交互式正激电路拓扑及其优点UCC28220

1、交互式正激电路拓扑及其优点新世纪不少公司都设计出了两相交互式的正激电路的DC/DC 变换器，它的优势在于它可以充分地利用的输入泸波器及输出泸波器，减小输入电流的纹波， 减小输出电流的纹波，同时使适应小功率的输入泸波扩大一倍的传送功率的能 力，减少了输入输出泸波电容的 RMS 电流，这也就提高了电源的功率密度降低 了本钱。Ucc28220/28221 即是一款专门为此设计的控制 IC,现在来介绍分析其应 用，并给出一款设计范例。Ucc28220/28221 是采用 Bi CMOS 工艺设计制造的一款 IC,共有两个独立 的控制通道，采用峰值电流式控制，以确保两通道的均衡，共享一套振荡器，在 同频

2、率下工作，但驱动脉冲的相位相差 180 C，两通道的最大占空比箝制可以到 60 %90%.正常工作时控制在 4050%.Ucc28220 的起动 UVLO 为 10V,工作于 12V 的VDD之下.Ucc28221为 13V 起动 8V 关断，其它特色还有可调内部斜率补 偿，它可以确保以相同斜率加到每一通道.起动可适于通讯系统直接设 110V 内 部 JFET 起动电流源.(此技术仅UCC28221).首先介绍 IC 各引脚功能.VDD.IC 的供电端子，内部有监视此电压的 UVLO 电路，这一特性用于确 保起动过程没有误操作，直到 VDD 电压到达 UVLO 值。此前为低功耗状态，仅 要大约

3、 150uA电流，同时，强制 SS.CS1,CS2 OUT1 和 OUT2 为电平状态。当 起动后如果 VDD 乂降到8V 以下，贝 U IC 重新回到低功耗状态.V1N.(仅 UCC28221 ) .该端子内有一高压 JFET 用于起动.其漏极直接引 出接外部高压源，而其源极接到 VDD，起动过程中，JFET 给出 12mA 电流到VDD,给其旁路电容充电，当 VDD 达至 U 13V 时，IC 起动，同时 JFET 关断。CS1 及 CS2 此二个端子为电流检测输入，在此信号送达 PWM 比拟器之前，内部为0.5V 以下，斜率补偿的斜波加到此端子。线性工作范围为 01.5V，每次 其各自输

4、出为低电平时，此端电平也被拉到地。SLOPE.此端设置一个电流用于斜率补偿的斜波，接一电阻到地设置这个电流，内局部成 1/25 后给内部 10pf 电容充电，在正常工作时，此端电压约为 2.5V.SS.接一电容地设置软起动时间，给 IC 作软起动，从此端源出或漏入电流 等于CHG 端电阻设定的振荡器充电电流的三分之一或七分之一。软起动电容在 UVLO 及线路OV-UV 时为低电平。一旦 OV 或 UV 故障出现，软起动电容放电 保持低电平，故障期间，此电容不会快速放电，用此方式，控制器能快速地恢复。此端还可用于使能/禁止的控制。CHG.从此端接一电阻到地，设置给内部 CT 电容充电，以决定 I

5、C 工作频率， 再用一电阻接到 DISCH 端用于设置频率及最大占空比，正常工作时，其电压约 2.5V.DISCH.从此端接一电阻到地，设置内部 C7 的放电电流，再用一电阻接到 CHG 设置频率及最大占空比。正常工作时电压约2.5V.OUT1 及 OUT2.这是与外部 MOSFET 驱动器接口的 PWM 输出缓冲器，输 出驱动能力为 33mA.输出阻抗 100 Q .电平在 VREF 到 GND.L1NE OV 此端接内部比拟器，用于监视线路电压用于过压保护电压为 1.26VLINE UV,此端接内部比拟器用丁欠压，典型值为1.26V.L1NEHYST.此端控制 LINE 的 OV 及 LI

6、NE 的 UV 端，掌握两者窗口阈值.REF,基准电压为 3.3V,给两输出供电，也给 IC 内其它电路供电。设置短路保 护为改善噪声免除推荐外部最少用 0.1uf 电容旁路到地。IC 电路介绍该器件由几个能更好地管理好两个斜率补偿的交互PWM 的通道方框组成.电路在VDD8V14V电压供电下运行，UCC28221 多一个 JFET 起动电路其它部 分相同。Ucc28220/28221 是一款初级侧控制电路，交互地控制两个通道的功率变换，器件用丁正激及反激拓扑均可，有从 60%90%的最大占空比，增加辅助驱 动即可实现有源箝位控制方式，也可以采用 RCD 箝位或谐振式复位的正激电路， 为确保两

7、信道均衡整个变换器输出电流， 使用了电流型控制，用了内部斜率补偿， 它让用户可设置超过 50 : 1 范围的能力，以确保宽范围应用及小信号时的稳定。线路过压及欠压确实定在线路电压超出工作范围时，IC 有三个端子处理开启，关断及软起动，过压点，欠压点及窗口阈值可以用外部电阻来精确设置。图 1 及图 2 展示出细节， 由下面几个公式表小出来：_ R1_(R2+R3)V1=1.26 X+1.26R1+RxRxV2=1.26 XRx=R411(R2+R3)R1+R2+R3R3V4=1.26 XR1-R4V3=V4-1.26 X ()过压，欠压的窗口，可用 V2-V1 及 V4-V3 计算，R4 设置窗

8、口的总量.下面 的数值即为所求出的各组件值.由丁在 VDD 的电容中要储存所需能量，要足够的电解电容，为了噪声免除要 并一支 0.1uf 电容旁路，在多数场合，对 MOSFET 的驱动器的偏置电压也要接 丁 VDD，因此从输入电压接一申联电阻到此端用丁起动(Ucc28220 ).基准电压此端加一较大旁路电容，用丁噪声免除，推荐为 0.1uf.振荡器及最大占空比设置振荡器采用内部电容给两个 PWM 通道产生时基， 振荡频率可从 200KHz 调到 2MHz,占空比范围可从 20%80%.调节两个 PWM 频率为振荡器的 1/2，死 区时间亦是。20%振荡器占空比对应 60%的最大占空比输出。 8

9、0%振荡器占空 比对应 90%的最大占空比输出。设计计算公式如下：fosc=2foutDMAX(osc)=1-2 KDmax(out)RCHG=KOSC?DmaxQsc)foscRDVSCHG=Kosc?1-Dmax(osc)fosc此处，Kosc=2 x 1010Q /S.fout=芯片输出的频率DMAXOUt=芯片输出的最大占空比限制DMAXOSC=芯片振荡器的最大占空比输出Fosc=振荡器频率RCHG=外振荡器电阻设置充电电流用RDISCHG=外振荡器电阻设置放电电流用起动 JFET 局部内部一支 110VJFET 放入可从 3675V 通信电压作输入源，当 VDD 于 13V 时，JF

10、ET导通，作为电流源给 VDD 电容充电作偏置源。此时，VDD 达 13V 时, 器件起动，输出，同时 JFET 关断，而当 VDD 减到 10V 以下，器件输出终止。 见图 2,Ucc28220 没有此局部。软起动SS 端强制一电流输出等于由RCHG设置电流的 3/7,提供应 SS 上电容的斜 波，此电流等于 2.5V/RCHG,此斜波电压超过 CTRL 端上的占空比命令即允许启 动，在允许的初级侧软起动迅速完成即该允许二次产生电压， 并反应，一旦软启 动阶段完成 死循环即实现.ISS=3/7 x2.5/RCHG. Iss 即是 SS 端在软起动时给出的 电流.电流检测电流检测信号 CS1

11、及 CS2 的水平为 0.5V ,并有斜率补偿的斜波也加到其 上，电流检测信号幅度在满载时如下选择，要非常的接近最大控制电压，此为在短路时限制峰值输出电流用.输出驱动Vcc28220/28221 要与 MOSFET 驱动器接口如 Vcc27323/4 等，不如此, 那么驱动能力很低，内阻约为 100ohm 幅度为 VREF 到 GND.斜率补偿VCC28220/28221 的斜率补偿电路工作在逐个周期的偏置状态，两通道有各 自的斜率补偿，用精密安排的相同方式以到达两路均流的目的，而不影响斜率补偿，对每个通道，内部电容用来复位使通道关闭，在 PWM 周期开始时，SLOP 端的电流镜像进入此电容.

12、并开发出两个独立的斜波，在通道输出从低到高时， 两个通道的斜波即开始，两斜波是交替的，这些内部斜波加到电流检测端子的电 压上，CS1 及 CS2形成到 PWM 比拟器的输入信号.为确保稳定， 斜率补偿电路必须加到每个电流检测信号的电感下斜率的 1/51 倍，这样再加到 PWM 比拟器的输入.用此模式决定斜率补偿电阻的斜率.例子.略.再决定斜率补偿电阻值 Rseope,以提供所需的补偿总量.典型应用如下，这是一个 200W 的 DC/DC 变换器.下面给出采用 Vcc28221 的通迅 DC/DC 设计程序.功率级设计1.主功率变压器匝数比T3 及 T4第一步计算所需的变压器匝比，由最大 占空比

13、 0.5,此为最低输入电压Vinmin计算如下：ViNmin-1VVOUT+1Va=Np/Ns=DMAXx=1.42.输出滤波电感输出滤波电感按最坏情况的纹波电流计算，此时为最小占空比 Din 及最大输出功率.Pout(max)(200W).输出电容的纹波电流在交互式正激电路中Lout 在最大纹波电流 60%时计算，对丁本设计，选择 3.2uH 的薄型电感，为 VISHAY 公司 IHLP5050D.Vout+1VV1N(max)-1VDmin=a()Vout?(1-Dmin)Lout= (0.6 Pout(max)/Vout 2fs)3. 选择半导体功率组件 Q1,Q2,D8,D9,D10,

14、D11.在选择功率组件 MOS 及肖特极二极管之前需求出各组件功耗.Psemi 假设效率为 85%,为实现设此用标，要预计一下组件功率,每个组件应小丁总功率6的 1/6,按下式求出为 5W.Psemi=Pout - ()=5W4. 功率 MOSFET 的选择(Q1,Q2)寻找适宜的 MOSFET 以实现效率目标，需要计算和试验.下面公式将帮助你估计 MOS 的漏源电压，即 MOS ON 及 OFF 时的损耗, PGATE为驱动损耗，Pcoss 为 FET 输出电容带来的损耗，综全在一起，对本设计我们选择 VASHAY 公司的 SVM65N20-30,这是一支 200V 的功率 MOS,按其参数

15、计算出的损耗约 6.8W.DmaxVDsmax=(ViN(max) -1-Dmax)-兀 /2 1/aPout(max)2V1N(min) DmaxIPEAK=V1N(max)Pswitoh= 2? (Ipeak Q1) ? (ton+top) ? fsPgate= QG? Vgate ? fsPRDS(on)=(Ipae/Dmnx) 2X RDS(on)Pcoss=1/2 Coss x V1n(max)2? fsPQ1=PQ2=Pswitch+PRDS(on)+Pcoss+Pgate5.输出整流的选择(D8,D9.D10,D11 )功耗预计给出的输出局部为 16.4W,下面几个公式给出输出整

16、流器的的最 大反向电压.VD(max)二极管的功耗 PD(max)二极管正向压降为 0.75V ,按公式 计算出为 12.5W,萧特基能承受的反压为 85V.V1Nmaxx Dmax1-DmaxVD=.冗/2 . 1/2Pout:VfVoutPD=6. 展示交互正激变换器的意义两组交互式正激变换器即两个相差 180 C 的正激电路，两个关键的意义即是 减少输入及输出电容上的纹波电流，图 3 所展示的输入输出电容的纹波电流波形 系在50%占空比时.输入电容 CIN需要滤掉 AC 成分的变压电流，输入电压电流ICIN是直流 输入电流 IIN.少丁两变换器电流It1+It2 .由丁占空比 D 约 5

17、0%。变换器负载的总电流 接近 DC 输入电流，输入电容仅需要滤掉输出电感折返回的电流及变压器磁化电 流.输出电容 Cout 需要滤去电感的交流电流，交流电流是直流负载电流减去两 电感的纹波电流 I1+I2 在 50%占空比时两电感电流相位差 180C,两只电感 电流波形对称，其总和刚好为 DC,所以滤波电容可不用过滤电感的交变电流，从 而可以少用电容，纹波电压也明显地减小.输入输出电容的纹波电流会随占空比变化，占空比低丁50%时，输入电流 变为断续。输出电感纹波电流也不如上述对称， 电感纹波电流也不能除掉，为此 交互正激设计帅要注意，以便选择适宜的电容.7,输出滤波电容的选择选择输出滤波电容

18、很像单端正激选择方法，要满足输出纹的需要，取决丁电感 的纹波电流总量.在最坏情况下计算，图 4 展示出电容电流纹波与电感电流纹波之 比随占空比的变化.在本设计中，占空比从 0.25 变到 0.5 最坏情况出现在 0.25 占 空比处,对丁本设计纹波电流在最坏情况为4A.K(D)= lout/ Iout=1-2D/1-DD M 0.51-2 -D)1- (1-D)K(D)=D M 0.5下面公式用丁 选择输出电容的大小，及其允许的最大ESR.对本设计，ESRVripple 0.4 为 21m Q .也C0U 西 12uf.ESR=0.021 Q IC outxDmin8Vripple 0.1 f

19、SCout=12uf对输出电容 RMS 电流的计算，可以直接按下式计算: IC out=2.1AIRMS=8.输入滤波电容的选择(C4,C14,C16 ).选择输入电容更为简单，它只取决丁输入的纹波电压及纹波电流，下面公 式及图 5 展示出输入电容的 RMS 电流与占空比的关系。在本设计中，D 从 0.25 变到 0.5,从图 1 可得出最坏情况在 D 为 0.25 时，此时,RMS 电流为 3A.Iout=Pout/VoutIcin(rms)=Iout/2 x ax Z2?D?(1-2D)DM0.5Icin(rms)=Iout/2 x ax /2 祚-0.5)卜 2 (D-0.5)D0.5下

20、面公式用丁选择允许的最小输入电容，(C1N )及最大 ESRC1N.允许 Vripple M30%的 V1N(min),峰值输入纹波电流 Ipeak(cin)为 8A.允许的 ESR 为 135m Q .Pout IC out 2VoutIpeak(cin)=Vripple fsESRCIN=9.功率变压器的设计为令变压器复位采用了自谐振技术.为在此复位技术下工作，需要输入磁化电?1/aIout D-(-)-Iout(1-D)D0.5感.LM还要找出变压器开关结点处整个的电容.下面的计算用来求出开关结点 的电容及允许的励磁电感，CD 参照输出整流二极管的结电容。D11 .Cpcb 为 估算的印

21、板电容及 CTR.CTR 为内部变压器绕组问电容，为计算功率 MOSFET 的平均源漏电容，需要其数据表的 COSS ,电容及漏源电压。在 36V 时，VDS 的平均电容 COSS.整个计算为 1.6nf.整个励磁电感 54uH.为简化设计，我们用 Payton 公司的 50863，其匝比为1.4 励磁电感为 35uH.CD=Cdikode/a2 Cpcb=100pf .LM=TRESET2?1/CTOTEC=54uH.Tt10. 斜率补偿电阻 R2 的选取.为满足电流互感器的功率需要，选择 1:50 匝比，用丁设计，为确保环路稳 定，电感局部的下斜率I slope需要增加电流检测信号.UCC

22、28221.PWM 控制 器有一个内部斜率补偿，它可以用一支外接电阻来设置，R slope.一旦电感电流下斜率计算出来，I slope 需参加的电流检测信号亦即可以计算出来， 加的电流检测信号的总量电压也可算出，丁是R slope 即可求出。I slope=Vout1-DminLout? fs? aV slope=I slope? acs? Rserse11. 电流检测电阻的选取R13 及 R15需要计算出输出滤波电感的折返参 量，变压器励磁电感电流 IM,对此设计基丁变压器磁 化电流及折算的变压器电感电流，需此电阻为 5.25ohmIReflected=(Pou + 2?VoutCTR= 1

23、00pfCoss=2 x CossVDS/VDSoffCTOTAL=CD+CPCB+CTR+Coss(arg)Rslope=R2=2.5V25X10pfXslope fsVout(1-Dmin) )?伯Lout? fs? 2R sense=- L- =5.25 Q(Reflected 1.3+Islope+Im)acs12. 电压环路补偿.图 6 示出功率变换器的控制方框，为补偿电压反应的环路 .(T(S)需要了 解功率级输出增益控制的小信号特性(Gcocs)以及补偿网络的小信号特性(GC(S)还有光耦的 Gcocs_.T(S)=Gc(s) Gopto(s) Gco(s)补偿网络由 TL431

24、 用丁作运放的 R36,R39 取样电阻补偿回路 R35,C31 及C29 ,它们都做为榔 Ut-VREF设置的电压分压器需预选R37 以及 TL431 的基准VREF电压值.R36=R37 XR37H(S)=R36+R37G codb(s)=20logGco(s)光耦通党用丁隔离边界处，从输出到输入局部的通迅 .当然这些都不是理想 器件，而且都会影响到整个环路补偿，但光耦的小信号特性看上去还比拟理想,Gopto 有一对极点(fp)其在 50KHz 处且 Q 值为 1,这取R24|M=ViN(min) DmaxLM? fs1.5VS=j2?兀 fC / VoutGco(s)=- VcRcacs Rsense1+SXESRCout1+SXRcCout光耦在这里的小信号特性决丁在设计中所用的光耦品种及工作点.R33(1+S/2TTfpQ+S/2TTfp)2Gopto(s)=G opto db(s)=20 logGco(s)下面公式描述了 TL431 的反