二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析.

1、WJ<二极钳位型三电开关演耗分析*<£* 4jA 少，* 1 4n<<i« <0'8a« t>««I t<itfff4S«valatJ«« <:t tlxxd4«(Mt*IMAX TMMb. Ah««*«*««*a UMM»t «« 1斡八4»*M MtaM« «»I (XJIH tiH «、 V tBRK«C4

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12、 J 调1 A feI hIHM i_r* Jh Fh J 7 R >3 IJIVIP- fe I-rfi拓展到其他多电平变换器开关损耗研究中去。参考文献1 Bierhoff M H, Fuchs F表 3 Tab.3第23卷第2期陈权等二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析功率损耗计算值与测量值比较 Comp aris on of calculated and measured switch inglosses类 别 计算值 /W 5.6762 1.1241 0.0455 0.0135 41.2368测量值 /W 5.30 0.91 0.100.03 38.16 73误差（%）7.1 2

13、3.5 54.5 55 8.1 VT 1 开关损耗 VT 2 开关损耗 VD 5开关损耗VD 1开关损耗三电平总开关损耗(a)开通状态电压、电流模拟波形 5结论尽管半导体器件开关能量损耗可以从制造商提供的产品资料中获得，但是在实际应用中因电路拓 扑结构和安装方式不同，损耗性能有很大差别，所以一般需要实际测量。由于开、关暂态通常持续几js ,甚至只有几百ns,给精确计算损耗带来了困难。本文提取测量波形的特性参数，建立了器件开关状态电压、电流模型，从而为精确计算开关损耗提供了可能。由于所建立的开关模型均由波形的特性参数表达，所以也可以利用此模型根据产品资料提供的参数进行开关损耗估计。另外，在分析二

14、极管钳(b)关断状态电压、电流模拟波形 位型三电平变换器中各传导器件工作机理的基础 上，利用所建立的开关模型，对此类变换器的开关损耗进行了研究。值得指出的是，文章提出研究三电平变换器开关损耗方法可W. Semiconductor losses in voltage source and current source IGBT converters based on analytical derivationC. PESC 04, Aachen, Germany, 2004, 4: 2836-2842. 2明正峰 , 倪光正 , 钟彦儒 . 软开关技术三相 PWM 逆变器及效率的分析研究 J.

15、电工技术学 报 , 2003, 18 ( 4 ) : 30-34. Ming Zhengfeng, Ni Guangzheng, Zhong Yanru. Analysis and study of soft-switched inverter and its efficiencyJ. Transactions of China Electrotechnical Society, 2003, 18( 4 ) : 30-34. 3 Aghdam M G H, Fathi S H,Ghasemi A. The analysis of conduction and switching losses

16、in three-phase OHSW multilevel and switching losses in switching functionsC. IEEE PEDS, 2005: 209-218. 4 Sibylle D, Steffen B, Dietmar K. Power loss-oriented 图 7 Fig.7 IGBT 开关状态模拟 波形 Simulated waveforms of IGBT turn-on and turn-off 在直流侧电压 200V 和电流幅 值 25A 情形下测 量了 IGBT 、反并续流二极管和钳位二极管功率损 耗，同时根据 式（8）式（1

17、2）计算了相应功率损耗，结果比较见表3。开关功率损耗测量 值实际上 是通过对其工作电压和电流的测量计算而得到的， 具体方法为：先由 TEK DPO4014 数字示波器测量 器件在一个周期内开关状态的电压和电流值，实时 计算出二者的乘积，然后在乘积曲线上取点进行曲 线拟合，得到一个以时间为函 数的关系式，根据此 关系式在开关时间内积分求得开关能量，进而求得 器件开关 功率损耗。另外，在表 3 中二极管开关损 耗计算值与测量值偏差相对较大，这是 因为由仿真 得到的计算值没考虑到更多的实际情况，在测量过 程中测量环境对测 量结果是有影响的，而且二极管 部分的开关损耗本来就很小。由于二极管的开关 损

18、耗占总损耗的百分比小， 对开关损耗估计影响不大。 测量结果与计算结果误差 在 10%以内，符合一般工 程要求。74 电 工 技 术 学 报 evaluation of high voltage IGBTs and multilevel converters in transformerless traction applicationJ. IEEE Trans. on Power Elect., 2005, 20( 6 ) : 1328-1336. 2008年 2 月附录 A ： IGBT 开通状态电压、电流表达式推导 由图 2 ， 可得时间关系式 t1(on = t0(on + td(on

19、- tr / 8 t2(on = t1(on + 10tr / 8 t3(on = t2(on + K D trr t4(on = t2(on + trr + tVtail 5 许 德 伟 , 朱 东 起 , 黄 立 培 , 等 . 电 力半 导 体 器 件和装置的功率损耗 研究 J. 清华大学学报 , 2000, 40 ( 3 )： 5-8. XuDewei, Zhu Dongqi, Huang Lipei, et al. Power loss analysis of power semiconductordevices and power convertersJ. Journal of T

20、singhua University, 2000, 40( 3 )： 5-8. ( 1 )在 t1(on ， t2(on 区域内， I c ( t 和 Vce ( t 可定 义为 I c (t = I1(on (1 - e -b1 (t -t1(on ( A-1)( A-2 ) 6 曹建安 , 裴云庆 , 王兆安 . Boost PFC 电路中开 关器件的损耗分析与计算 J. 电力 电子技 术 , 2002, 21( 1 ) : 41-44. CaoJian 'an, Pei Yunqing, Wang Zhao'an. Analysis of power dissipatio

21、n of switchingcomponents in Boost PFC circuitJ. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2002, 21( 1 ) : 41-44. Vce (t = Vceo - V1(on (1 - e - b2 (t -t1(on 在此段时 间内电流几乎线性增长。假设电流增长至最后的稳定值为I 1(on =101 co，其中，Ico 为通态 电流，则 b 1=ln1.1/(1.25 tr 变化率 d I c /d t 求得( A-3) 7 8Casanellas F. Losses

22、 in PWM inverters using IGBTsJ. IEE Proc. Elect. Power Appl., 1994, 141 ( 5) : 235-239. Rajapakse A D, Gole A M, Wilson P L. Electromagnetic transients simulation of models losses for and accurate thermal representation switching 式( A-2 )中 V1(on 可由流过杂散电感 Lp 的电流 V1(on =4 LpI co/(5 tr 从而求得 ( A-4) 式 (

23、A-2) 中 b2 可假设 V1(on 在此期间衰减 90%， performance in power electronic systemJ. IEEE Trans. on Power Delivery, 2005, 20( 1 ) : 319-327.inverter applicationsC. IEEE Conf. IAS9 Lai J Sh, Leslie L, Ferrell J, et al. Characterization of HV-IGBT for high-power '2005, 200-358, 21 .: 31707 Perantzakis G S,Xep

24、apas F H, Manias S N. A new four-level PWM inverter topology for high power applications-effect of switching strategies on power losses distributionC. PESC 04, Aachen, Germany, 2004, 6: 4398-4404. 11林渭勋 . 现代电力电子电路 M. 浙江 : 浙 江大学出 版社 , 2002. 12 王群京，陈权，姜卫东 , 等 . 中点钳位型三电平逆变 器 通态损耗分析与推导 J. 电工技术学报 , 2007,

25、 22 (3: 66-71. Wang Qunjing, ChenQuan, Jiang Weidong, et al. Analysis and derivation of conduction losses in neutralpoint-clamped 22 (3: 66-71. three-level inverterJ. Transactions of ChinaElectrotechnical Society, 2007, b 2=ln10/(1.25tr - b3 (t -t2(on 2 ( A-5 ) ( 2 )在t2(on ， t3(on 区段内，I c ( t 可定义为 (

26、t - t2(on e I c (t = I co + I T ( A-6)上 式第二项是由二极管反向恢复电流引起，所以 2 2 b 3 =1/ (2 K D trr 。根据在 t 3(on 时刻电流I c ( t达到峰值恢复电流可得 =(I RM e1 2 /( K D trr IT ( A-7)( A-8) 在此期间 Vce ( t 不变化，值为 Vce ( t=Vcep=Vceo- Lp(0.8I co/tr ( 3 )在 t3(on ， t4(on 期间内，反向恢复电流按 慢慢衰减， 直到 Vce ( t 衰减至饱和电压 值 Vces。 式 ( 2) 由于存在拖尾电压， 二者衰减降落的

27、速率并不相同， 可分别建立电流、电压表达式为 I c (t = I co + I RM e Vce (t = V2(on e - a2 (t -t3(on -tVtail 2 - a2 (t -t3(on 2 -b4 (t - t3(on 2( A-9)( A-10) + Vtail e Vce ( t 的衰减主要由V2(on 和 Vtail 两部分变化组 成。由图 2 可知， Vtail 实际上可看作正比于 Vcep， 即 Vtail=kV(on Veep 则 V2(on 可表示为 0 < kV(or< 1 ( A-11)第 23 卷第 2 期 陈权等 二极管钳位型三电平变换器开

28、关损耗分析 75 V2(on=Vcep- Vtail ( A-12) 式( B-5 )中第二项表示拖尾电流的变化，由图 根据在t4(on 时刻 Vce ( t 下降至 Vces，可求得 b4 = 1 (trrb + tVtail In 2 lOVtail (trrb + tVtail2 10Vces - V2(on 2 可认为 I 2(off 与 I co 成正比，可表示为 I 2(off =I tail=kI (off I co 0 < Ik(off < 1 ( B-6)( A-13 )附录B: IGBT关断状态电流、电压表达式推导根据图 2 所示的 IGBT 关断典型波形，可得 ? ?t2(off =t0(off +td(off - tf /8 ? ? ?t3(off =t2(off +t Itail +(9tf /8 式( B-5 )中第一项是与 IGBT 结构中 MOSFET 有 关，其幅值为 I 1(off =I co- I tail 得(B-7)