同步整流电路分析

1、同步整流电路分析一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工 作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由 3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（ FRD或超快恢复二极管（SRD可达，即使采用低压 降的肖特基二极管（SBD，也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达 20A此时超快恢复二极管

2、的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%40%） FO,占电源总损耗的60%以上。因此，传统的二极 管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/ DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/ DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率 MOSFETI于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率 MOSFE做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位

3、保持同步才能完成整流功能， 故称之为同步整流。1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V及V2为功率MOSFET在次级电压的正半周，Vi导通，V2关断,V起整流作用；在次级电压的负半周，V关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括 Vi及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于 1MHz时，以栅极驱动损耗为主。3、半桥他激、倍流式同步整流电路图2单端降压式同步整流器的基本原理图该电路的基本特点是:1）变压器副边只需一个

4、绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头 结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个 电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波;3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输 出滤波电感上的损耗明显减小了；4）较少的大电流连接线（ high current inter-connection ），在倍流整流拓扑中， 它的副边大电流连接线只有 2 路，而在中间抽头的拓扑中有 3 路；5）动态响应很好。它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要

5、大些。但是，有一种叫集 成磁（ integrated magnetic ）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同 一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。三、电路实例分析同步整流式DC/ DC电源变换器的设计下面介绍一种正激、隔离式/DC电源变换器，它采用 DP/V Switch系列单片开关式稳压器DPA424R直流输入电压范围是3675V,输出电压为，输出电流为5A,输出功率为。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为48V时，电源效率n =87%。变换器具有完善的保护功能，包括过电压/欠电压保护，输出过载保护，开环 故障检测，过热保护，自动重

6、启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。由DPA424R勾成的同步整流式 DC/DC电源变换器的电路如图 6所示。与分立元器件构 成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由C、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R用来设定欠电压值（UUv）及过电压值（UOV,取R=619kQ 时，UU=619kQX 50 卩 A+ =, Ub=619kQX 135 卩 A+ =。当输入电压过咼时 R 还能 线性地减小最大占空比，防止磁饱和。F3为极限电流设定电阻，取 F3=Q时，所设定的漏极极限电流I ' limit=X 2.50A=1.5A。电路中的

7、稳压管 VDi （ SMBJ150对漏极电压起箝位作用， 能确保咼频变压器磁复位。图6同步整流式DC/ DC电源变换器的电路该电源采用漏源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFE做整流管，其最大漏源电压LDs（max）=30V,最大栅源电压 UGs（max=±20V,最大漏极电流为9A（25C）或7A （70C）,峰值漏极电流可达 40A,最大功耗为（25C）或（70C）。 SI4800的导通时间toN=13ns （包 含导通延迟时间td（0N）=6 ns，上升时间t r=7 ns）,关断时间t off=3 4ns （包含关断延迟时间 td（0FF）=23ns，下降时间 tF=11

8、 ns），跨导 gFS=19S。工作温度范围是 55+ 150C。SI4800 内部有一只续流二极管VD,反极性地并联在漏源极之间（负极接D,正极接S）,能对MOSFET功率管起到保护作用。VD的反向恢复时间t rr =25 ns。功率MOSFE与双极型晶体管不同，它的栅极电容CGs较大，在导通之前首先要对Cgs进行充电，仅当Cgs上的电压超过栅源开启电压Ubs（th）丨时，MOSFE才开始导通。对SI4800 而言，UGs（th）为了保证 MOSFE导通，用来对 Cgs充电的UGs要比额定值高一些，而且等效 栅极电容也比Cgs高出许多倍。SI4800的栅一源电压（UGs）与总栅极电荷（Q）的

9、关系曲线如图7所示。由图7可知Q=Qs+ Qd+ Qd （1）式中：Qs为栅一源极电荷；Qd为米勒电容充满后的过充电荷。图7 SI4800的UGs与 Q的关系曲线当UG=5V时，QG= Qd=5nC, Q=,代入式（1）中不难算出，总栅极电荷Q=。等效栅极电容 Qi等于总栅极电荷除以栅一源电压，即CEi =CG/ UGs （2）将0=及UGs=5V代入式（2）中，可计算出等效栅极电容CEi=。需要指出，等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即Cei>>CGs），因此，应按Cei来计算在规定时间内导通所需要的栅极峰值驱动电流Ig（pk。Ig（pk等于总栅极电荷除以导通时间，即I g=Q/

10、 t on （ 3）将Q=, toN=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的I g（pk）=0.91A。同步整流管V2由次级电压来驱动，R为V2的栅极负载。同步续流管M直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V2截止时V1才工作。当肖特基二极管 VD截止时，有一部分能量存储在共模扼流圈 L2上。当高频变压器完成复位时，VD续流导通，L2中的电能就通过VD2继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C5为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间由C6决定。输出电压经过 R和R1分压后，与可调式精密并联稳压器 LM431

11、中的基准电压进行比较， 产生误差电压，再通过光耦合器 PC357去控制DPA424R勺占空比，对输出电压进行调节。 R、 VD和C3构成软启动电路，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚上电时，由于C3两端的电压不能突变，使得LM431不工作。随着整流滤波器输出电压的升高并通过R7给C3充电，C3上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启动过程中，输出电压是 缓慢升高的，最终达到的稳定值。四、用于同步整流的功率MOSFE最新进展为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFE不断问世，典型产品有 FAIRCHILD公司生产的 NDS8410型N沟道功率 MO

12、SFET其通态电阻为 Q。Philips 公司生产的SI4800型功率MOSFE是采用TrenchMOS"技术制成的，其通、断状态可用逻辑 电平来控制，漏源极通态电阻仅为 Q。 IR 公司生产的 IRL3102(20V61A)、 IRL2203S(30V/ 116A)、IRL3803S ( 30V/ 100A)型功率 MOSFET它们的通态电阻分别为Q>Q 和Q,在通过20A电流时的导通压降还不到。这些专用功率MOSFET勺输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流器件。最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路(SRIC)。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动 N沟道功率MOSFE的高速CMO腔制器。IR1176可不依赖于 初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位(active clamp)、栅极驱动补偿等复杂电路。IR1176适用于输出电压在 5V以下的大电流 DC/DC变换器中的同步整流器，能大大 简化并改善宽带网服务器中隔离式DC/ DC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率MOSFET可提高