大功率直流高频电镀电源的设计与实现 (1)

1、密 级： 学校代码：10075 分类号： 学 号：20101317工学硕士学位论文大功率直流高频电镀电源的设计与实现学位申请人：王 昭指导教师：王文理 教授学位类别：工学硕士学科专业：电路与系统授予单位：河北大学答辩日期：二一三年六月Classified Index： CODE ：10075 U.D.C ： NO ：20101317A Dissertation for the Degree of MasterDesign and Implementation ofHigh-power High-frequency DCElectroplating Power SupplyCandidate:W

2、ang ZhaoSupervisor:Prof. Wang WenliAcademic Degree Applied for:Master of EngineeringSpecialty:Electrical Circuit and SystemUniversity:Hebei UniversityDate of Oral Examination:June ，2013 摘 要摘 要本文用移相控制的方式设计并实现了一种大功率直流高频电镀电源，详细分析了电镀电源各个模块的功率损耗并对硬件电路进行了优化设计。本系统中，主电路包括三相输入整流电路、滤波电路、DC/DC直流斩波电路。三相输入整流滤波电路

3、采用不可控整流的方式。DC/DC电路采用以IGBT 为大功率电子开关器件的移相全桥ZVS PWM DC/DC斩波器，高频变压器选择了EE130磁芯，其在工作频率20 KHz时功率可达8千瓦。对变压器输出端的低压大电流信号选择了以肖特基二极管作为整流器件的全波整流电路。本文的重点之一是分析了主要模块的损耗，并对每个模块进行了优化设计，提出了整体设计方案。本文的重点之二是设计了一个基于UCC3895的移相控制方式的DC/DC控制电路，实现了通过改变移相角来控制输出电压并且实现了IGBT 的软启动，减小了开关损耗。本文的重点之三是设计了一个基于大功率驱动芯片KA962的带隔离辅助电源的IGBT 的驱

4、动电路。另外，为了保证整个系统灵活、可靠的运行，本文还设计了过流、过压保护电路以及电压反馈电路等。本设计对主要部分进行了测试，并对实验数据进行了分析，实测电镀电源的效率基本都在90%以上，满足预期的成本低、体积小、效率高的要求。关键词 电镀电源 软开关 移相控制 IGBT 驱动电路IAbstractAbstractThe goal of this paper is to design and achieve a DC high-power and high-frequency electroplating power by the way of phase shift control, and

5、 analyze the losses of each module of the electroplating power in detail and optimized the design of the hardware circuit. In the system, the main circuit includes a three-phase input rectifier circuit, the filter circuit and a DC / DC converter circuit. Three-phase input rectifier filter circuit us

6、es the un-controlled rectifier. DC / DC circuit adopts phase-shifted full-bridge ZVS PWM DC / DC converter and uses IGBT as the high-power electronic switching devices. High-frequency transformer selects magnetic core of EE130, when operating in frequency of 20 KHz its power can up to 8 kW. Selected

7、 on the output side of the transformer low voltage high current signal Schottky diode as a rectifier full-wave rectifier circuit. For the output side of the transformer has low voltage and high current signals，so this test choose full-wave rectifier circuit and chose Schottky diode as rectifier devi

8、ce.The first focus of this paper is to analyze the losses of the main modules and optimize each module of the system, then put forward the overall design. The second focus of this paper is to design a DC / DC control circuit based on the UCC3895 phase-shift control mode, the output voltage is contro

9、lled by changing the phase-shifted angle. Soft-start has been realized to reduce IGBT switching losses. The last focus of this paper is to design an IGBT drive circuit based on high power driver chip KA962 with isolated power and reduced the switch loses of the IGBT . In addition, in order to ensure

10、 that the entire system is flexible and reliable when operating, the over-current protection, over-voltage protection circuit and voltage feedback circuit has been designed.The main part of the design has been tested and the experimental data has been analyzed that the efficiency of the power supply

11、 is substantially more than 90% which is meeting the expected low cost, small size, high efficiency requirements.Key words electroplating power soft-switch phase shift control IGBT drive circuit目 录第1章 前 言. 11.1 课题来源及意义. 11.2 电镀电源的发展历史. 11.3 国内外研究现状. 21.4 电镀及电镀电源的基础知识. 31.4.1 电镀原理简介. 31.4.2 电镀电源的基本原理

12、. 41.4.3 基本结构. 41.5 本论文研究的主要内容. 4第2章 电镀电源的主要损耗分析. 62.1 整体损耗分析. 62.2 输入整流模块的损耗分析. 62.3 高频变压器的损耗分析. 62.3.1 磁芯损耗. 72.3.2 绕组损耗. 82.3.3 漏感绕组损耗. 92.4 DC/DC模块的损耗分析. 102.4.1 IGBT 的通态损耗. 102.4.2 IGBT的开关损耗. 102.4.3 软开关技术. 112.5 输出端整流模块的损耗. 12第3章 直流电镀电源的主电路设计. 133.1 电路的整体设计. 133.1.1 整体结构图. 133.1.2 主要设计指标. 133.

13、2 三相整流电路设计. 143.2.1 输入整流二极管的选取. 153.2.2 输入滤波电容的选择. 153.3 DC/DC斩波电路的设计. 163.3.1 斩波电路方案选择. 163.3.2 移相全桥ZVS PWM DC/DC斩波器. 163.3.3 功率开关器件的选择. 173.3.4 IGBT 参数设置. 183.4 变压器选择及参数计算. 183.4.1 磁芯材料的选取. 183.4.2 磁芯结构形状的选取. 193.4.3 磁芯型号选择及磁芯参数. 193.4.4 线圈参数. 193.5 输出端整流设计. 213.5.1 同步整流技术及其局限性. 213.5.2 方案选取. 223.

14、5.3 低电压时肖特基二极管的损耗分析. 223.5.4 大电流时输出电流的均流问题. 22第4章 电镀电源的控制电路的设计. 244.1 全桥变换器的移相控制原理. 244.2 基于UCC3895移相控制器的设计. 254.2.1 UCC3895引脚功能. 264.2.2 主要参数. 284.3 外围电路设计. 284.3.1 参数设置. 294.3.2 电压反馈环节. 294.3.3 过流保护环节. 29第5章 IGBT 驱动电路的设计. 315.1 IGBT驱动电路的设计原则. 315.2 整体框图设计. 315.3 隔离DC/DC直流电源设计. 315.4 KA962芯片介绍. 335

15、.4.1 KA962的外形图和引脚说明. 335.5 驱动电路的电路图设计. 345.5.1 参数设置. 345.5.2 栅极电阻的选取. 355.5.3 过流保护曲线. 37第6章 实验结果及数据分析. 386.1 IGBT 驱动波形. 386.2 变压器副边输出波形. 396.3 DC/DC电路效率. 406.4 恒压功能测量. 406.6 结果分析. 41第7章 结束语. 427.1 结论. 427.2 进一步改进. 42参考文献. 44致 谢. 46攻读学位期间取得的科研成果. 47第1章 前 言第1章 前 言1.1 课题来源及意义本文是基于导师的横向课题关于如何提高大功率高频电镀电源

16、的工作效率的基础上提出来的。电镀工业历史久远，如今随着科学和生产技术的快速发展，电镀技术取得了很大的进步。电镀电源作为电镀行业的关键设备，其性能的优劣直接影响到电镀产品工艺质量的好坏1。另外，电镀电源是电镀行业最主要的能量消耗者，是电镀行业节能增效的关键因素2。因此，高品质、高性能的电源不仅能给电镀产品工艺带来更好的发展，而且能使厂家节省能源、降低成本，推动电镀行业的经济发展，同时还对电网的绿色化、城市生活低碳化有着重大深远的影响。由于传统的电镀电源有着功耗大、体积大、效率低等缺点，故如今都采用高频开关电源形式。高频大功率开关电源因其有体积小，效率高，动态性能好、成本低等优点，具有广泛的应用前

17、景，如今已经成为国内外研究、开发以及应用的主流3。但是由于工作在高频状态下，开关器件的开关损耗，变压器、电抗器等磁性元件及电容元件的损耗会增加，在一定程度上降低了其可靠性、稳定性、效率等。此外，由于电镀时的负载是渡槽，负载电阻不断变化，这就需要输出电压能在一定范围内可调来适应不同场合的负载。而且电镀电源属于低压大电流设备，要求操作简便，能承受输入端的突变和输出端短路及过载的冲击，这就需要合理的保护措施。按照传统电源的设计思路和解决办法，不能从根本上解决其所面临的诸多问题。因此，如何选择合适的方案来减小各个模块的功率损耗、使系统实现电压输出稳定、电压调节灵活方便、保护措施灵敏可靠，从而使整个系统

18、安全、灵活以及高效地运行成为了所研究的主要问题。1.2 电镀电源的发展历史电镀电源是应用电力半导体器件将交流电源变换为直流电源，所以电镀电源又称为电镀整流器。电镀电源的发展大致经历了四个阶段4。（1）第一阶段直流发电机组阶段这个阶段开始于前苏联，由于经过两次能量转换过程(电能机械能电能，机组河北大学工学硕士学位论文效率低于60% ，噪声大且换向器维修不方便，这类变流设备现在已被列入淘汰产品行列，但在电镀行业仍有少量单位使用该类高能耗设备。（2）第二阶段硅整流阶段20世纪50年代的硒整流器和20世纪60年代的硅整流器，采用变压器原边抽头或用调压器、饱和电抗器方式调压，副边用硒或硅二极管整流作为电

19、镀电源。这类电源在我国电镀电源中占有一定比例，目前仍有部分生产和应用。该类电源结构简单、造价低，但存在体积大、输出指标低、精度差和效率低等缺点。（3）第三阶段可控硅整流阶段20世纪60年代晶闸管电镀电源。其性能指标比前两代产品有较大改善。采用了五芯柱变压器、高压大功率晶闸管等新技术，并出现了恒压、恒流和恒电流密度等新特性。但由于还是工作在低频段，整流器体积大、效率较低，性能的进一步提高也受到电源体积的限制。另外，晶闸管电镀电源在小电流情况下容易使网侧及负载上的谐波严重，引起电网的波形畸变，从而形成电网公害。（4）第四阶段高频开关电源阶段近年来，以现代电力电子技术的高速发展为基础，国内外相继研制

20、出电镀用第四代直流电镀高频开关电源。与传统工频整流电源相比，开关电源具有高效节能，重量轻、体积小、动态性能好、适应性强、有利于实现工艺过程自动化和智能化控制等显著的优点。因此，大功率开关电源具有广泛的应用前景，是当前国内外研究、开发、应用的主流和方向。1.3 国内外研究现状随着现代电镀工艺要求的不断提高，以及国家对用电质量的高度重视，晶闸管相控电源的不足之处越来越明显。进入80年代末期和90年代以后，现代电力电子技术日益成熟，主要表现在以下两个方面：一是以功率开关管MOSFET (电力场效应晶体管和IGBT (绝缘栅双极型晶体管为代表的集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件的出现使电力

21、电子电路拓扑极大地促进了专用控制芯片的快速发展；二是以软开关技术为核心的新型PWM 控制技术日趋成熟，在这两方面的共同促进下，开关电源迎来了发展的新契机，即向大功率、高频化、高功率密度的方向进军。在这样的情况下，高频大功率开关电源自然成了电镀电源研究的新热点5。2第1章 前 言国外在这方面的研究比国内起步要早，而且很早以前就有开关型电镀电源的产品问世。像世界上著名的电镀电源制造商瑞典的Kraftelektronik 早在1993年左右就已经推出了10 KW以下的开关型电镀电源。同晶闸管相控电源相比，同等功率的开关电源，其体积和重量往往只有前者的三分之一，而且精度、纹波系数大大高于前者。不仅如此

22、，它在全部输出电压、电流范围内都能保证标定指标。在国外，开关电源在中小功率应用范围内，特别是精饰电镀、电子电镀领域已经占据了绝对统治地位。如美国最大的电子接插件制造商AMP 公司以及HP ，IBM 等公司都使用这种电源作为电镀电源。我国在这方面的研究大约始于90年代中期，那时候有能力进行研究的单位不多，大都集中在国家大型企业或研究所。较早投放市场的开关型电镀电源是航天工业总公司，十四所于1994年研制的SPS 系列6V /100500 A的小型电镀电源，该产品的开关器件采用的是MOSFET 。经过十几年的积累，现在国内有能力研究开关型电镀电源的企业、研究机构已经很多了，而且输出功率也越来越大6

23、。1.4 电镀及电镀电源的基础知识1.4.1 电镀原理简介电镀是将直流电通入具有一定组成的电解质溶液中，在电极与溶液之间的界面上发生电化学反应（氧化还原反应），进而在金属或非金属制品的表面形成符合要求、致密电镀后的镀层性能在很大程度上取代了原来基体的性质,从而起均匀的金属层的过程7。到防止腐蚀，提高耐磨性、导电性、反光性及增进美观等作用。电镀时，镀层金属或其他不溶性材料做阳极，待镀的工件做阴极，镀层金属的阳离子在待镀工件表面被还原形成镀层。其基本示意图如图1-1所示。图1-1 电镀过程基本示意图从电镀的基本原理可以看出，改进镀层质量可以从两方面入手：一是调整电镀溶液；二是改进电镀电源。现实中，

24、广泛采用了改进电镀电源的方法8。 3河北大学工学硕士学位论文1.4.2 电镀电源的基本原理电镀电源是一种低压大电流的整流装置, 电镀电源是将工频交流电变换为不同电压、频率和波形的直流电设备。既应用“整流”技术又应用“逆变”技术。电镀电源用脉宽调制(PWM 技术驱动功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压。它与线性稳压电源（ACDC电源）相比，其工作频率为20 KHz500 KHz，效率可高达65%70%，而线性电源的效率只有3040，因而开关电源要比线性稳压电源更节能、更高效。随着半导体技术和微电子技术的进步, 采用由可控开关器件构成的高频开关电镀电源

25、已成为一种发展趋势, 其具有体积小、效率高、响应速度快等优点。1.4.3 基本结构电镀电源基本结构主要包括主电路、控制电路、驱动电路和采样电路等。如图1-2所示。主电路包括输入整流滤波电路、逆变电路、输出整流与滤波电路。输入整流与滤波是将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电。逆变电路是将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分。输出整流与滤波电路是根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。控制电路一方面从输出端取样，与设定值进行比较，然后去控制逆变器，改变其脉宽或脉频，使输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对电源进行各种保护措施。驱动电路是对开关

26、器件进行周期性的通断控制。采样电路是提供电路的输出值，并经过比较放大，从而反馈到控制电路。 图1-2 开关电源的基本结构图1.5 本论文研究的主要内容本文主要对高频大功率电镀电源的输入整流模块、逆变模块、高频变压器模块以及输出端整流模块进行了损耗计算分析。然后在参考文献以及一些其他资料的基础上，确 4第1章 前 言定了电路的整体方案并提出了一些解决方法，优化了整个系统并设计了控制电路、保护电路和反馈电路等。本论文的主要研究内容有以下几个方面：第一章，简要介绍了一下有关电镀的基本原理知识、电镀电源的基本电路结构以及基本工作原理。第二章，对高频大功率电镀电源的三相整流输入电路、全桥逆变电路、高频变

27、压器以及输出端整流电路等模块进行了损耗计算分析，并提出了解决改进的方法。第三章，确定电路的主体设计方案，确定了三相输入整流电路、DC/DC变换电路的电路拓扑结构，并对功率开关管、高频变压器、二极管等元器件进行了型号的选择以及参数的计算等。第四章，在控制芯片UCC3895的基础上设计了一种基于全桥移相软开关控制的PWM ZVS斩波电路，通过改变移相角来改变输出电压的大小，并且实现了IGBT 的软启动，减少了IGBT 的功率损耗。第五章，采用了北京落木源公司的IGBT 大功率驱动芯片KA962，自行设计了一种带DC/DC隔离辅助电源的IGBT 驱动电路。第六章，在不同的电压下对电路进行了测试，得出

28、实验波形和数据，并对实验数据做了计算和分析，最后计算出电镀电源的总的工作效率。另外，还对电路进行了过流保护功能和稳压功能测试。第七章，对所取得的成果和所用到的关键技术进行了总结，以及对下一步工作的改进和展望。5河北大学工学硕士学位论文第2章 电镀电源的主要损耗分析2.1 整体损耗分析随着电力电子装置容量的不断增大，直接进行损耗测量将会是成本较高和危险性较大的实验，因此大功率电力电子组件的损耗预测技术已成为电力电子技术发展极其重要的组成部分。通过对功率电源损耗数学模型的正确建立，能够在设计阶段预测电源的总体损耗，这对电源特别是大功率电源的器件选型和整个电源系统的散热结构设计，具有很好的指导作用9

29、-10。电源的损耗主要包括输入整流损耗、功率器件的损耗、高频变压器的损耗和输出整流的损耗。2.2 输入整流模块的损耗分析输入整流模块的损耗主要指的就是二极管的损耗。一般输入分为单相和三相两种输入。当输入为三相交流时，整流桥包括6个整流二极管，所以该模块的的损耗就是这6个二极管的损耗；当输入为单相交流时，即4个整流二极管的损耗。所以高频开关电源的输入整流模块损耗的计算公式如式2-1所示。P Re c =nP D （2-1）其中，n 为整流二极管的个数，P D 为每个二极管的损耗。二极管的损耗包括开通损耗、关断损耗和导通损耗三大部分。因为二极管是工作工频段，所以不存在开通损耗和关断损耗，所以只需要

30、计算二极管的导通损耗。二极管的损耗如式2-2所示11。P D =P Dcon =V F I Dav （2-2） 其中，V F 为二极管的管压降，I Dav 为流过的平均电流。但是由于输入端是高压，流过每个二极管的电流非常小，也就几安培，而且当二极管处于导通状态时，阻抗几乎为零。所以，输入整流模块的二级管的损耗非常小，通常可以忽略不计。2.3 高频变压器的损耗分析高频变压器是电源中进行能量储存与传输的重要部分，是影响电源效率因素之一。功率损耗包括一次绕组与二次绕组的铜损以及变压器所用磁芯的损耗，因此实际变压器 6第2章 电镀电源的主要损耗分析的等效电路如图2-1所示。图中R p 和R s 分别为

31、一次侧和二次侧的绕组线圈电阻，L p 和L s 。L m 为磁化电感，分别为一次侧和二次侧绕组的泄漏电感，R c 为产生铁心损耗的等效电阻，C w 为绕组之间的寄生电容。变压器的输入功率P i 与输出功率Po 之差是变压器的功率损耗。功率损耗可以分解成两个分量，磁芯损耗和绕组损耗，磁芯损耗又称铁损，绕组损耗又称为铜损，磁芯损耗一般包括磁滞损耗和涡流损耗12。图2-1 实际变压器的等效电路 2.3.1 磁芯损耗（1）磁滞损耗磁滞损耗是铁磁材料在磁化过程中由磁滞现象引起的能量损耗。磁滞是指铁磁材料的磁性状态变化时，磁化强度滞后于磁场强度，它的磁通密度与磁场强度之间呈现磁滞回线关系。经一次循环，每单

32、位体积铁心中的磁滞损耗等于磁滞回线的面积。这部分能量转化为热能，使设备升温，效率降低。（2）涡流损耗变压器的铁心置于随时间变化的磁场中时，其中有随时间变化的磁通，它在副边产生感应电动势，同时也在铁心中产生感应电动势，从而产生涡流，这些涡流使铁心发热，消耗电能。涡流损耗的大小与磁场的变化方式、导体的运动、导体的几何形状、导体的磁导率和电导率等因素有关。铁心损耗取决于磁感应增量、频率和温度，在这里忽略温度的影响。软磁铁氧体铁心总损的计算公式如式2-3所示13。P =K p Vf m B n （2-3）其中，K P 铁芯损耗系数，忽略温度变化时为常数，V 为铁芯体积，f 为工作频率，B 为磁感应强度

33、，m 和n 分别为工作频率和磁感应的指数，与铁心材料有关，可查表得到。 7河北大学工学硕士学位论文2.3.2 绕组损耗绕组损耗分为直流（低频）损耗和交流（高频）损耗。在频率较低的情况下，交流电阻与直流电阻差别不大，可以用直流电阻来代替交流电阻，计算采用直流电阻模型，计算值和实验值很接近14。阻抗的计算公式如式2-4所示。R dc =r L (2-4 S其中，L 为导体长度，S 为导体截面积，为材料密度，所以直流损耗的计算公式如式2-5所示。22P Wdc =I 1R dc 1+I 2R dc 2 (2-5其中，I 1和I 2分别为初级和次级电流，R dc1和R dc2分别为初级和次级的直流电阻

34、。但在频率较高时，交流损耗受到集肤效应和邻近效应的影响，从而使绕组损耗远大于低频时的损耗。线圈中的可变磁场产生了涡流，导致了集肤效应和邻近效应。集肤效应是由绕线的自感产生的涡流引起的，而邻近效应则是由绕线的互感产生的涡流引起的。集肤效应使电流只流经绕线外层极薄的部分，这部分的厚度或环形导电面积与频率的平方根成反比。因此，频率越高，绕线损失的固态面积就越多，增大了交流阻抗从而增大了铜损。邻近效应比集肤效应更加严重，邻近效应中的涡流是由相邻线圈层电流的可变磁场引起的，且涡流的大小随线圈层数的增加按指数规律递增，从而增大了交流阻抗15。Dowell 公式描述了交直流阻抗比（R ac /Rdc ）与绕

35、组层数、集肤深度和绕线直径的函数关系。当温度为70°C时，集肤深度S 和频率f 的关系如式2-6所示16 。S =2-6） 经过计算可以得到70 °C时，不同频率下铜线的集肤深度，如表2-1所示。表2-1 70 °C 时铜线的集肤深度 频率（KHz ）集肤深度（mils ） 8.977.326.345.67 8第2章 电镀电源的主要损耗分析另外，导线线径与开关频率成反比，开关频率越高，所选择的线径就越小，导线线径和开关频率的对应关系如图2-2所示。图2-2 导线线径与开关频率的关系由以上分析可知，交/直流阻抗比依赖于绕线直径和集肤深度的比值。通过计算如式2-7所示

36、17。R ac r 2(d /2S 2= （2-7） R dc r 2(r S r 2(d /2S 2(d /2S 1 2S 为绕线的集肤深度，r 为绕线半径，d 为直径，（r-s ）为导通平面的内半径，此式表明，交、直流阻抗值比仅与绕线直径和集肤深度的的比值有关。联合上式可得到，绕线直径越大，其交、直流阻抗比值越大，且随之频率的增加而增加。高频时，绕线直径越大，损耗就越大。所以，经常选择直径较小的绕线，多股线绕制，来取代同样面积的多股线。2.3.3 漏感绕组损耗漏感是高频变压器不可忽视的一个问题。因为漏感越大，产生的尖峰电压幅度就越大高，从而漏极钳位电路的损耗就越大，这必然导致电源效率降低1

37、8。减小漏感时可采取以下措施：（1）漏感量与初级线圈匝数的平方成正比，因此可以减小初级匝数和增加高与宽之比。（2）增大线圈之间的耦合程度。（3）可采用三重绝缘线，绝缘层的总厚度仅为20100 m ，电流密度大，用来绕制次级，可使漏感量大为减小。 9河北大学工学硕士学位论文2.4 DC/DC模块的损耗分析逆变模块的损耗主要指的是功率开关管（如IGBT ）的损耗。包括IGBT 在内的电力电子器件在实际应用中最应当关注的是功率损耗和极限工作温度。这对产品的寿命预测和结构设计至关重要19。当逆变部分为移相全桥拓扑时，逆变模块的损耗为4个开关管的损耗。功率损耗等于器件上的电压和电流乘积对时间的积分，用公式表示如式2-8所示。W =uidt （2-8） t 1t 2式中， u 为器件两端的端电压，i 为流经器件的电流，t 1和t 2为积分的起止时间。IGBT 的损耗主要包括静态损耗和动态损耗。其中，静态损耗包括通态损耗和断态损耗；动态损耗即开关损耗，包括开通损耗和关断损耗。器件处于断态时，器件中的电