第八章无限脉冲响应数字滤波器的设计数字信号处理ppt课件

1、第八章第八章 无限脉冲响应数字滤波器的设计无限脉冲响应数字滤波器的设计 8.1 数字滤波器的基本概念数字滤波器的基本概念 例：有信号要求用数字方法滤去50Hz的成分解：用T=0.004秒对信号x(t)进行采样fs=250Hz那么)100sin()10sin()()()(21tttxtxtxaaa)()()()()()(2121nxnxnTxnTxnTxnxaaa )()(51)(51)(51)(122222122nxknxknxknxnykkk)2(51)(51)(140nxknxnyk输出为五个信号采样值的平均值。 11)()(NNkkknxbny讨论：（1可以用数字方法实现滤波（2在数字滤

2、波中，可以实现“非因果的处理（3若本例中改为50Hz和500Hz组成的信号，采样频率为2500Hz，数字滤波的结果是一样的。因此数字滤波时，滤波参数和信号采样频率的相对值有关。非因果系统Nkkknxbny0)()(因果系统8.1 数字滤波器的基本概念数字滤波器的基本概念 1. 数字滤波器的分类 数字滤波器从实现的网络结构或者从单位脉冲响应分类，可以分成无限脉冲响应(IIR)滤波器和有限脉冲响应(FIR)滤波器。它们的系统函数分别为： 0110( )1( )( )MrrrNkkkNnnb zH za zH zh n z(8.1.1) (8.1.2) 2数字滤波器的技术要求 我们通常用的数字滤波器

3、一般属于选频滤波器。假设数字滤波器的传输函数H(e j)用下式表示： ()()()jjjH eH ee图8.1.2 低通滤波器的技术要求 通带内和阻带内允许的衰减一般用dB数表示，通带内允许的最大衰减用p表示，阻带内允许的最小衰减用s表示，p和s分别定义为：00()20lg()()20lg()psjpjjsjH edBH eH edBH e(8.1.3) (8.1.4) 如将|H(ej0)|归一化为1，(8.1.3)和(8.1.4)式则表示成：20lg()20lg()psjpjsH edBH edB (8.1.5) (8.1.6) 3. 数字滤波器设计方法概述 IIR滤波器和FIR滤波器的设计

4、方法是很不相同的。IIR滤波器设计方法有两类，经常用的一类设计方法是借助于模拟滤波器的设计方法进行的。其设计步骤是：先设计模拟滤波器得到传输函数Ha(s)，然后将Ha(s)按某种方法转换成数字滤波器的系统函数H(z)。 8.3 用脉冲响应不变法设计用脉冲响应不变法设计IIR数字低通滤波器数字低通滤波器 为了保证转换后的H(z)稳定且满足技术要求，对转换关系提出两点要求： (1) 因果稳定的模拟滤波器转换成数字滤波器，仍是因果稳定的。 (2)数字滤波器的频率响应模仿模拟滤波器的频响，s平面的虚轴映射z平面的单位圆，相应的频率之间成线性关系。图8.3.1 z=esT,s平面与z平面之间的映射关系

5、设模拟滤波器的传输函数为Ha(s),相应的单位冲激响应是ha(t) ( )( )aaHsLT h t 设模拟滤波器Ha(s)只有单阶极点，且分母多项式的阶次高于分子多项式的阶次，将Ha(s)用部分分式表示： 1( )NiaiiAHsss(8.3.1) 式中si为Ha(s)的单阶极点。将Ha(s)进行逆拉氏变换得到ha(t)：1( )( )iNs ntaiih tAeu t(8.3.2) 式中u(t)是单位阶跃函数。对ha(t)进行等间隔采样，采样间隔为T，得到： 1( )()()iNs nTaiih nh nTAeu nT(8.3.3)对上式进行Z变换，得到数字滤波器的系统函数H(z)： 11

6、( )1iNis TiAH zez (8.3.4)设ha(t)的采样信号用ha(t)表示，( )( ) ()aanhth ttnT 对 进行拉氏变换，得到: ( )aht( )( )()()staastansnTaHsh t edth tnT edth nT e 式中ha(nT)是ha(t)在采样点t=nT时的幅度值，它与序列h(n)的幅度值相等，即h(n)=ha(nT)，因此得到: ( )( )( )( )sTsTsnTnaz ez ennHsh n eh n zH z(8.3.5) 上式表示采样信号的拉氏变换与相应的序列的Z变换之间的映射关系可用下式表示： 我们知道模拟信号ha(t)的傅里

7、叶变换Ha(j)和其采样信号 的傅里叶变换 之间的关系满足(1.5.5)式，重写如下：sTze(8.3.6) ( )aht()aHj1()()1( )()1( )()sTaaskaaskasz ekHjHjjkTHsHsjkTH zHsjkT 将s=j代入上式，得由(8.3.5)式和(8.3.8)式得到:(8.3.7) (8.3.8) (8.3.9) 上式表明将模拟信号ha(t)的拉氏变换在s平面上沿虚轴按照周期s=2/T延拓后，再按照(8.3.6)式映射关系，映射到z平面上，就得到H(z)。(8.3.6)式可称为标准映射关系。下面进一步分析这种映射关系。设jsjzre 按照(8.3.6)式，

8、得到:jTj Treee因此得到:TreT (8.3.10) 那么 =0,r=1 0,r0,r1 另外，注意到z=esT是一个周期函数，可写成2(),jM TsTTj TTTeeeeeM为任意整数图8.3.1 z=esT,s平面与z平面之间的映射关系图8.3.2 脉冲响应不变法的频率混叠现象 假设 没有频率混叠现象，即满足 按照(8.3.9)式，并将关系式s=j代入，=T，代入得到： 令()aHj()0,/aHjT 1()(),jaH eHjTT11( )()( )1()(/),iaNis Tijah nTh nTTAH zezH eHjT 一般Ha(s)的极点si是一个复数，且以共轭成对的形

9、式出现，在(8.3.1)式中将一对复数共轭极点放在一起，形成一个二阶基本节。如果模拟滤波器的二阶基本节的形式为1112211()sjs 极点为 (8.3.11) 可以推导出相应的数字滤波器二阶基本节(只有实数乘法)的形式为 1111121211cos12cosTTTz eTz eTz e (8.3.12) 如果模拟滤波器二阶基本节的形式为 1111112211112121,()sin12cosTTTjsz eTz eTz e 极点为 (8.3.13)(8.3.14) 优点：频率坐标的转换是线性的缺陷：1非一一对应的映射， （2 ）内为一一对应 2） 存在混叠现象。由于相应的模拟滤波器不是一个带

10、限系统，根据 系统一定存在混叠 适用1衰减特性好的低通带通滤波器 （2系统函数可用极点部分分式表示时 在实际应用中，通常采用修正措施：因为了减少混叠效应，一般选用较高采样频率，取T很小，这样会造成增益过高，故采取措施 kajNkTskaTkjjHeHzeTAzHnTThnhk)2()(1)()()(11kajTkjjHTeH)2(1)( 例8.3.1 已知模拟滤波器的传输函数Ha(s)为 用脉冲响应不变法将Ha(s)转换成数字滤波器的系统函数H(z)。 解 首先将Ha(s)写成部分分式：20.5012( )0.64490.7079aHsss0.32240.3224( )0.32240.7772

11、0.32240.7772ajjHssjsj极点为12(0.32240.772),(0.32240.7772)sjsj 那么H(z)的极点为1212,s Ts Tzeze按照(8.3.4)式，并经过整理，得到 设T=1s时用H1(z)表示，T=0.1s时用H2(z)表示，那么111212120.3276( )1 1.03280.2470.0485( )1 1.93070.9375zH zzzzHzzz 转换时，也可以直接按照(8.3.13),(8.3.14)式进行转换。首先将Ha(s)写成(8.3.13)式的形式，如极点s1,2=1j1,那么112222111110.5012( )0.6449(

12、)()aHsss再按照(8.3.14)式，H(z)为111112121sin( )0.644912cosTTTz eTH zz eTz e图8.3.3 例8.3.1的幅度特性8.4 用双线性变换法设计用双线性变换法设计IIR数字数字低通滤波器低通滤波器 为了克服脉冲响应不变法的频率混叠，建立S平面与Z平面之间的一一对应关系，可以采取以下措施：1将整个S平面压缩到S1平面的一个横向条带内2） 将S1平面的一个横向条带变换到整个Z平面j1j)(zjIm)(zReS平面TjTj1S1平面Z平面 正切变换实现频率压缩： 121tan()2TT (8.4.1) 式中T仍是采样间隔，当1从/T经过0变化到

13、/T时，则由经过0变化到+，实现了s平面上整个虚轴完全压缩到s1平面上虚轴的/T之间的转换。这样便有111212 1()21s Ts TesthTTTe(8.4.2) 再通过 转换到z平面上，得到：1s Tze112 1122zsTzsTzsT(8.4.3) (8.4.4) 下面分析模拟频率和数字频率之间的关系。 图8.4.1 双线性变换法的映射关系 令s=j,z=e j，并代入(8.4.3)式中，有2 1121tan2jjejTeT (8.4.5) 图8.4.2 双线性变换法的频率变换关系图8.4.3 双线性变换法幅度和相位特性的非线性映射 设 112012201211120121212(

14、)2( )( ),( )1kkakkazszkkkkAAsA sA sHsBB sB sB sH zHsCTaa za za zH zb zb zb z 表8.4.1 系数关系表 例8.4.1试分别用脉冲响应不变法和双线性不变法将图8.4.4所示的RC低通滤波器转换成数字滤波器。 解 首先按照图8.4.4写出该滤波器的传输函数Ha(s)为1( ),aHssRC 利用脉冲响应不变法转换，数字滤波器的系统函数H1(z)为 11( )1TH zez 利用双线性变换法转换，数字滤波器的系统函数H2(z)为 111121212112(1)( )( )12,22azsTzzHzHsa zTTTTH1(z)

15、和H2(z)的网络结构分别如图8.4.5(a),(b)所示。图8.4.5 例8.4.1图H1(z)和H2(z)的网络结构 (a)H1(z); (b)H2(z) 下面我们总结利用模拟滤波器设计IIR数字低通滤波器的步骤。 (1)确定数字低通滤波器的技术指标：通带截止频率p、通带衰减p、阻带截止频率s、阻带衰减s。 (2)将数字低通滤波器的技术指标转换成模拟低通滤波器的技术指标。 21tan()2TT 如果采用双线性变换法，边界频率的转换关系为图8.4.6例8.4.1 图数字滤波器H1(z)和H2(z)的幅频特性 (3)按照模拟低通滤波器的技术指标设计模拟低通滤波器。 (4)将模拟滤波器Ha(s)

16、，从s平面转换到z平面，得到数字低通滤波器系统函数H(z)。 例8.4.2 设计低通数字滤波器，要求在通带内频率低于0.2rad时，容许幅度误差在1dB以内；在频率0.3到之间的阻带衰减大于15dB。指定模拟滤波器采用巴特沃斯低通滤波器。试分别用脉冲响应不变法和双线性变换法设计滤波器。 解 (1) 用脉冲响应不变法设计数字低通滤波器。 数字低通的技术指标为 p=0.2rad,p=1dB; s=0.3rad,s=15dB 模拟低通的技术指标为 T=1s,p=0.2rad/s,p=1dB; s=0.3rad/s,s=15dB 设计巴特沃斯低通滤波器。先计算阶数N及3dB截止频率c。 0.10.1l

17、glg0.31.50.21010.092101lg0.0925.884lg1.5psspspssppspkNkN 取N=6。为求3dB截止频率c,将p和p代入(8.2.17)式，得到c=0.7032rad/s，显然此值满足通带技术要求，同时给阻带衰减留一定余量，这对防止频率混叠有一定好处。 根据阶数N=6，查表8.2.1，得到归一化传输函数为234561( )13.86377.46419.14167.46413.8637aHppppppp 为去归一化，将p=s/c代入Ha(p)中，得到实际的传输函数Ha(s), 62652433425665432( )3.86377.46419.14167.4

18、6413.86370.12092.7163.6913.1791.8250.1210.1209accccccHsssssssssssss 用脉冲响应不变法将Ha(s)转换成H(z)。首先将Ha(s)进行部分分式，并按照(8.3.11)式、(8.3.12)式，或者(8.3.13)式和(8.3.14)式，得到：1112121120.28710.44662.14281.1454( )10.12970.69491 1.06910.36991.85580.630410.99720.2570zzH zzzzzzzz图8.4.7 例8.4.2图用脉冲响应不变法设计的数字低通滤波器的幅度特性 (2) 用双线性变

19、换法设计数字低通滤波器。 数字低通技术指标仍为 p=0.2rad,p=1dB; s=0.3rad,s=15dB 模拟低通的技术指标为21tan,122tan0.10.65/ ,12tan0.151.019/ ,15ppPpssTTrad sdBrad sdB 设计巴特沃斯低通滤波器。阶数N计算如下：lglg1.0191.5680.650.092lg0.0925.306lg1.568spspssppspkNkN 取N=6。为求c,将s和s代入(8.2.18)式中，得到c=0.7662rad/s。这样阻带技术指标满足要求，通带指标已经超过。 根据N=6，查表8.2.1得到的归一化传输函数Ha(p)

20、与脉冲响应不变法得到的相同。为去归一化，将p=s/c代入Ha(p)，得实际的Ha(s)， 用双线性变换法将Ha(s)转换成数字滤波器H(z)：2220.2024( )(0.3960.5871)(1.0830.5871)(1.4800.5871)aHsssssss111 61212121120.0007378(1)( )( )(1 1.2680.7051)(1 1.0100.358)110.90440.2155azszzH zHszzzzzz图8.4.8 例8.4.2图用双线性变换法设计的数字低通滤波器的幅度特性8.5 数字高通、带通和带阻滤波器的设计数字高通、带通和带阻滤波器的设计 例如高通数

21、字滤波器等。具体设计步骤如下： (1) 确定所需类型数字滤波器的技术指标。 (2) 将所需类型数字滤波器的技术指标转换成所需类型模拟滤波器的技术指标，转换公式为 21tan2T (3)将所需类型模拟滤波器技术指标转换成模拟低通滤波器技术指标(具体转换公式参考本章8.2节)。 (4)设计模拟低通滤波器。 (5)将模拟低通通过频率变换，转换成所需类型的模拟滤波器。 (6)采用双线性变换法，将所需类型的模拟滤波器转换成所需类型的数字滤波器。 例8.5.1 设计一个数字高通滤波器，要求通带截止频率p=0.8rad，通带衰减不大于3dB，阻带截止频率s=0.44rad,阻带衰减不小于15dB。希望采用巴

22、特沃斯型滤波器。 解 (1)数字高通的技术指标为 p=0.8rad,p=3dB; s=0.44rad,s=15dB (2) 模拟高通的技术指标计算如下： 令T=1，则有12tan6.155/ ,3212tan1.655/ ,32pppsssrad sdBrad sdB (3)模拟低通滤波器的技术指标计算如下：10.163/ ,36.15510.604/ ,151.655ppssrad sdBrad sdB 将p和s对3dB截止频率c归一化，这里c=p, (4)设计归一化模拟低通滤波器G(p)。模拟低通滤波器的阶数N计算如下：1,3.71spsp0.10.1lglg1010.18031013.7

23、11.31,2psspspspssppkNkNN 查表8.2.1，得到归一化模拟低通传输函数G(p)为22221( )21( )2cccG pppG sss 为去归一化，将p=s/c代入上式得到： (5) 将模拟低通转换成模拟高通。将上式中G(s)的变量换成1/s，得到模拟高通Ha(s)： 22221( )( )21caccsHsGsss (6)用双线性变换法将模拟高通H (s)转换成数字高通H(z)：11121( )( )azszH zHs实际上(5)、(6)两步可合并成一步，即1111211 21 21212( )( )0.106(1)0.0653(1)( )1.6241.9470.566

24、1 1.1990.349zszH zG szzH zzzzz 例8.5.2设计一个数字带通滤波器，通带范围为0.3rad到0.4rad，通带内最大衰减为3dB，0.2rad以下和0.5rad以上为阻带，阻带内最小衰减为18dB。采用巴特沃斯型模拟低通滤波器。 解 (1)数字带通滤波器技术指标为 通带上截止频率 u=0.4rad 通带下截止频率 l=0.3rad 阻带上截止频率 s2=0.5rad 阻带下截止频率 s1=0.2rad 通带内最大衰减p=3dB，阻带内最小衰减s=18dB。 (2) 模拟带通滤波器技术指标如下： 设T=1，则有2211012tan1.453/212tan1.019/

25、212tan2/212tan0.650/21.217/0.434/uullssssululrad srad srad srad srad sBrad s (通带中心频率) (带宽) 将以上边界频率对带宽B归一化，得到 u=3.348,l=2.348; s2=4.608,s1=1.498; 0=2.804 (3) 模拟归一化低通滤波器技术指标： 归一化阻带截止频率222022.902sss归一化通带截止频率p=1p=3dB,s=18dB (4) 设计模拟低通滤波器：0.10.11010.1271012.902lg0.1271.940,2lg2.902psspssppkNN 查表8.2.1，得到归

26、一化低通传输函数G(p),21( )21G ppp (5) 将归一化模拟低通转换成模拟带通： (6)通过双线性变换法将Ha(s)转换成数字带通滤波器H(z)。下面将(5)、(6)两步合成一步计算：220()( )( )ulaspsHsG p 11121zsz 将上式代入(5)中的转换公式，得11221 221 20021211212224(1)(1)()2(1)()5.484.57.4816.3135.18806190.868(1)1zsululzszzpszzzzzzz 将上面的p等式代入G(p)中，得 2412340.021(12)( )1 1.4912.8481.681.273zzHzz

27、zzz 例8.5.3设计一个数字带阻滤波器，通带下限频率l=0.19,阻带下截止频率s1=0.198，阻带上截止频率s2=0.202，通带上限频率u=0.21，阻带最小衰减s=13dB，l和u处衰减p=3dB。采用巴特沃斯型。 解 (1) 数字带阻滤波器技术指标： l=0.19rad,u=0.21rad,p=3dB; s1=0.198rad,s2=0.202rad,s=13dB (2) 模拟带阻滤波器的技术指标： 设T=1，则有1122112tan0.615/ ,2tan0.685/22112tan0.615/ ,2tan0.685/22lluussssrad srad srad srad s

28、 阻带中心频率平方为 20=lu=0.421阻带带宽为 B=u-l=0.07rad/s 将以上边界频率对B归一化： l=8.786,u=9.786, s1=9.186,s2=9.386; 20=lu=85.98 (3) 模拟归一化低通滤波器的技术指标： 按照(8.2.48)式，有 p=1,p=3dB222204.434,13ssssdB (4) 设计模拟低通滤波器：0.10.11010.2291014.434lg0.2290.99,1lg4.434psspssppkNN 220220( )( )asBpssBpsHsG p(5) 将G(p)转换成模拟阻带滤波器Ha(s)： (6) 将Ha(s)

29、通过双线性变换，得到数字阻带滤波器H(z)。1121 221 202221 221 21200112122(1)4(1)(1)2(1)4(1)(1)0.969(1619)( )( )1 1.5690.939zszzBpzzsBzBpszzzzH zG pzz8.6 IIR 数字滤波器的直接设计法数字滤波器的直接设计法 1. 零极点累试法 称为零极点累试法。在确定零极点位置时要注意： (1)极点必须位于z平面单位圆内，保证数字滤波器因果稳定； (2)复数零极点必须共轭成对，保证系统函数有理式的系数是实的。 图8.8.1 例8.8.1图(a)零极点分布； (b)幅度特性 2.在频域利用幅度平方误差

30、最小法直接设计IIR数字滤波器 设IIR滤波器由K个二阶网络级联而成，系统函数用H(z)表示， 121211( )1Kiiiiia zbzH zAc zd z(8.8.1) 式中，A是常数；ai,bi,ci,di是待求的系数；Hd(e j)是希望设计的滤波器频响。如果在(0，)区间取N点数字频率i,i=1,2,:,N，在这N点频率上，比较|Hd(e j)|和|H(e j)|，写出两者的幅度平方误差E为21()()iiNjjdiEH eHe(8.8.2) 而在(8.8.1)式中共有(4K+1)个待定的系数，求它们的原则是使E最小。下面我们研究采用(8.8.1)式网络结构，如何求出(4K+1)系数

31、。 按照(8.8.2)式，E是(4K+1)个未知数的函数，用下式表示： 1 1 112( , )TKKKKEEAa bc d aa b c d 上式表示4K个系数组成的系数向量。为推导公式方便，令21(),()( , )iijjiddNidiH eHHHeAEAA HH(8.8.3) 为选择A使E最小，令121NiddefigNiiH HAAH(8.8.4) 设k是 的第k个分量(ak或bk或ck或dk)，1 ,2(),1,2,4NgiggidikkEAHAA AHkK(8.8.5) 由于 ,式中H*i表示对Hi函数共轭。 12iiiHHH121112Re22Reiiiiiikkkikiiii

32、ikHHHHHHHHH HHHH (8.8.6) 将上式具体写成对ak,bk,ck,dk的偏导，得到：211112ReRe1ReRe1jjiiiiiiiiikkikiiiizeikkikiHHHHHHHaHaHzHHHaa zb z(8.8.7) 式中，k=1,2,3,:,K；i=1,2,3,:,N。 同理求得212112212Re1Re1Re1jiijiijiiiiizekkikiiiizekkikiiiizekkikiHzHba zb zHzHcc zd zHzHdc zd z (8.8.8) (8.8.9) (8.8.10) 由于系统函数是一个有理函数，极、零点均以共轭成对的形式存在，对

33、于极点z1,一定有下面关系：11111111112111() ()11()()11jjjjjjjjjjjjez ezezezezezzeezeezzzeezz (8.8.11) 图8.8.2 例8.8.2图(a)要求的幅度特性；(b)k=1，2时的幅度特性 例8.8.2 设计低通数字滤波器，其幅度特性如图8.8.2(a)所示。截止频率s=0.1rad。 解 考虑到通带和过渡带的重要，在00.2区间，每隔0.01取一点i值，在0.2区间每隔0.1取一点i值，并增加一点过渡带，在=0.1处 |Hd(e j)|=0.5。 1.0,=0,0.01,0.02,:,0.09 0.5,=0.1 0.0,=0

34、.11,0.12,:,0.19 0.0,=0.2,0.3,:, ()jdHeN=29，取k=1，系统函数为121112111( )1a zb zH zAc zd z 待求的参数是A，a1,b1,c1,d1。设初始值=(0000.25)T经过90 次迭代，求得E=1.2611，系统函数零、极点位置为 零点0.67834430j0.73474418; 极点0.75677793j1.3213916 为使滤波器因果稳定，将极点按其倒数搬入单位圆内，再进行62次优化迭代，求得结果为 零点0.82191163j0.56961501; 极点0.89176390j0.19181084; Ag=0.117339

35、78,E=0.56731 误差函数用下式表示：1()()()iiiNpjjjPdiEW eH eHe(8.8.12) 3. 在时域直接设计IIR数字滤波器 设我们希望设计的IIR数字滤波器的单位脉冲响应为hd(n)，要求设计一个单位脉冲响应h(n)充分逼近hd(n)。下面我们介绍这种设计方法。 设滤波器是因果性的，系统函数为0010( )( )MiikiNikibzH zh k za z(8.8.13) 式中a0=1，未知系数ai和bi共有N+M+1个，取h(n)的一段，0np-1，使其充分逼近hd(n)，用此原则求解M+N+1个系数。将(8.8.13)式改写为1000000( )( )pNMkiiiikiiMNNMkiiiikiih k za zbzh k za zbz令p=M+N+1,那么(8.8.14) 令上面等式两边z的同幂次项的系数相等，可得到N+M+1个方程： h