无刷直流电机无位置传感器控制技术研究现状

1、.专题2：无刷直流电机无位置传感器控制技术研究现状 无刷直流电机的控制方式按照有无转子位置传感器来划分，可以分为:有位置传感器控制方式和无位置传感器控制方式。有位置传感器控制方式，指在无刷直流电动机定子上安装位置传感器来检测转子在运转过程中的位置，将转子磁极的位置信号转换成电信号，为电子换相电路提供正确的换相信急，来控制电子换相电路中的功率开关管的开关状态，保证电机各相按顺序导通，在空间形成跳跃式的旋转磁场，驱动永磁转子连续不断地旋转。BLDCM中常用的位置传感器有电磁式位置传感器、光电式位置传感器、磁敏式位置传感器等。无位置传感器控制方式是指BLDCM不直接安装转子位置传感器，但在电机运转过

2、程中，控制电流换相的转子位置信号还是需要的，因此，BLDCM无位置传感器控制研究的关键是架构转子位置信号检测电路，通过软硬件间接获得可靠的转子位置信号。为此，国内外的研究人员进行了大量的研究工作，提出了很多种位置信号检测方法。主要分为以下几大类：a) 通过检测的电压、电流，通过基本的电机方程，经算术运算得到转子位置；b) 通过检测反电势得到转子位置； c) 通过观测器得到转子位置； d) 通过智能控制方法得到转子位置，方法（c）、（d）都是（a）的深入； 1.2.1 通过测量量和电机方程检测转子位置的方法这种方法还能分为以下几种不同的小类：通过检测的电压和电流计算磁链1、2、3、4、5；利用实

3、际检测的电压电流和一个模型的电流电压预测值的差值来求解6、7；通过电机方程导出转子位置和电机参数、电压电流的关系来求解8。从电机的电压平衡方程：，我们可以得到：，只要知道转子初始位置、电机参数、磁链和转子位置的关系，就能得到转子位置，通过磁链的变化率就能得到转子速度5。 第二种方法最初是由N. Matsui提出的。将实际的电压电流通过dq变换，和另一个假定坐标系下的电压电流进行比较，这个假定的坐标系和dq轴间的夹角为。在假定坐标系下计算得到的电压和dq轴电压在假定坐标系下投影的差值可表示为：就是转子位置这个时刻和上一时刻的差值。 第三种方法是利用电机参数、方程、测量量、参考模型理论和坐标变换计

4、算转子位置和速度。测量的电压和电流分别转化到转子和定子dq轴参考模型中，定子、转子参考模型的关系如下:（1）（2）（3）（4）利用以上关系将定子参考模型的方程代入到转子参考模型电压方程中，利用定子侧检测到的参数，我们就可以得到转子位置了。最终求解位置和速度的分别方程为：（5）（6）1.2.2通过检测反电势得到转子位置的方法通过检测电机反电势来获得转子位置信号的方法，一般统称为“反电势法”。根据对反电势的不同处理方法，反电势法又可以细分为反电势过零检测法9、10、11、锁相环技术法13、反电势逻辑电平积分比较法14、反电势3次谐波积分法15、续流二极管法16等。1.2.2.1 反电势过零检测法

5、在无刷直流电机中，绕组的反电势通常是正负交变的，当某相绕组的反电势过零时，转子直轴恰好与该相绕组轴线重合，因此只要检测到各相反电势的过零点，就可获知转子的若干个关键位置，再根据这些关键的转子位置信号，做相应的处理后控制BLDCM换相，从而省去转子位置传感器，实现无位置传感器无刷直流电机控制。这是日前应用最广泛的无位置传感器BLDCM控制方法。这种方法的缺点是静止或低速时反电势信号为零或很小，难以准确检测绕组的反电势，因而无法得到有效的转子位置信号，系统低速性能比较差，需要采用开环方法进行起动;另外，为消除PWM调制引起的干扰信号，需要对反电势信号进行深度滤波，这样造成与电机转速有关的信号相移，

6、为了保证正确的换相需要对此相移进行补偿。图1 BLDC理想的反电势和电流波形12图2 BLDC反电势过零的离散信号12 从图1中可以看出A相反电势过零点后，再延时30。电角度， A相导通，A相导通120。电角度后，到150。电角度时关断A相，切换到B相导通。依此类推，就可以实现电机的连续运转。有文章提出9，经过滤波后，可认为经过了90。相移，那么，它所对应的触发相就不是原来的相，如图2所示，或对应B相或C相。不管对应哪一相，这些都是可以自己定义，下面介绍两种检测电路。如图3、图4所示。图3 基于端电压的反电势检测电路11图4 基于相电压的反电势检测电路111.2.2.3 反电势逻辑电平积分比较

7、法 该方法对所检测非导通相反电势的处理与其他方法完全不同，它是将两路非导通相反电势进行过零比较处理，得到逻辑电平后再对两路逻辑电平进行积分，由于这两路逻辑电平积分值关系反映了相位关系，因此可用于确定电机转子磁场位置。 假设电机电动工作，且相绕组电流连续，、为换相时刻，、为反电势过零时刻，见图7。利用过零比较器将电机非导通相反电势信号、分别转换为逻辑电平信号、。电机相绕组导电期间，绕组端电压为一脉冲序列，其幅值在与(储能电容电压)之间以功率管的开关频率切换，因此导通相反电势难以直接测量，故该时间段反电势及其逻辑电平信号均用虚线表示，如A相反电势和其逻辑电平信号在和区间用虚线表示。由图7可知，根据

8、相位关系，换流时刻与反电势过零时刻满足下列关系(以时间段为例)（7）对非导通相反电势逻辑电平进行积分，即在和时刻分别对和进行积分，显然时刻积分值和的比值等于，即两个积分值满足（8）由此可见，反电势逻辑电平积分值关系反映了相位关系，即当两个积分值满足13关系时为两相换相时刻，因此可得无刷直流电机的转子磁场检测信号。虽然前面所述均以电动工作为例，但适用于制动运行。图7 反电势逻辑电平积分比较法波形图(电动工作)1.2.2.4 反电势3次谐波积分法 三次谐波积分检测法适用于联结、三相对称、气隙磁通密度为梯形波的无刷直流电机。显然，在梯形波的气隙磁通密度中，除了基波分量外，主要还包括三次谐波分量，如图

9、8所示。图中：为电动机a相绕组反电动势，为反电势的三次谐波分量，为转子磁通的三次谐波分量，为转子磁通的基波分量，、为定子绕组三相电流。由图8知道，转子磁通的三次谐波分量的每次过零时刻正好对应于一次侧电流换相（即三相六拍中的一拍），所以只要知道某一过零点对应三相六拍中的哪一拍，则这些过零点就可以用来控制逆变器的换相了。做到这一点并不难，要检测a相相电压，只要知道a相电压正向过零时刻，那么其后的转子磁通三次谐波分量的6个过零点分别对应六拍，这样就可以正确控制逆变器的换相了。通过理论分析，我们可以得到，只要将三相端电压相加，就可以获得三次谐波电压信号。电路结构如图9所示。图8 反电动势、转子磁通及各

10、相电流波形图9 三次谐波信号的检测方法1.2.2.5 续流二极管法这种方法通过检测续流二极管的导通来判断换相。假设电机转子位于6-1扇区，且V1采用PWM调制，V6恒通，其余功率开关都关断，主电路原理如图10所示。图10 主电路原理示意图 如图所示，每当V1关断时，二极管D4续流，可以证明，这时C相端电压满足:（9）其中、分别是IGBT和续流二极管的正向导通压降。由上式可知，续流二极管D2的导通条件是，则有（10） 由于不等式右边项的数值很小，同时在过零点附近，所以可近似认为当续流二极管D2导通时C相反电动势过零，从而判断转子磁极的位置。但是，当电机转速很低时，反电动势幅值很小，这时检测误差就

11、很大。而当电机参数的变化、反电动势过零点附近的波动都会引起检测误差；而且还需要硬件检测电路判别关断相续流二极管的通断。由于存在这些缺点，这种方法并没有得到广泛应用。1.2.3通过观测器得到转子位置的方法 状态观测器法的基本思想就是以电机的转速、转子位置角、电流等参数为状态变量，在定义状态变量的基础上对电机建立数学模型，通过数字滤波的方法得出状态变量的离散值，从而实现对电机的控制。“状态观测器法”比较好的解决了电机在高速、重载情况下难于控制的问题，其良好的抗干扰能力使其更适用于恶劣的工作环境。“状态观测器法”庞大的运算量在一定程度上限制了它的应用。从使用的观测器种类来划分，可分为以下几种类型：扩

12、展卡尔曼滤波器17、18（Extended Kalman Filter，简称EKF）、非线性观测器19（Non-linear observer）、全阶观测器2（Full-order observer）、降阶观测器20（Reduced-order observer）、滑模观测器21（Sliding-mode observer）等。 对于具有随机干扰的非线性系统，卡尔曼滤波器是最优的递推估计器。EKF通过建立电机的数学模型，周期性地检测外加电压、不导通相反电势和负载电流等变量，利用特定算法得到电机转子的位置以及速度的估计值。通过比较估计值与设定值的差值后经PID调节，达到了控制电机的目的，它是一种

13、递推型滤波算法。在电机控制中，由于需要实现的控制目的不同，因此，选取的状态变量以及建立的系统模型和观测模型也不尽相同。如对转矩进行直接控制，需要选取定子磁链作为状态变量，相应的使用磁链闭环观测器作为系统模型。在进行转速控制时，需要选取转速和转子位置作为状态量，相应的使用机电方程作为系统模型。扩展卡尔曼滤波器计算量大，对系统参数敏感以及需要初始位置信息，这些缺点阻碍了它的实际应用。1.2.3通过智能控制得到转子位置的方法22 人工神经网络法是在观测器法的基础上，使用人工神经网络技术而诞生的一种控制方法。它通过自适应技术，模糊控制策略或神经网络控制策略来建立被测相的电压、电流和转子位置的相互关系，

14、基于被测相电压和电流来独立地获得转子位置信号，借以提高转子位置检测精度的方法。其优点在于具有自适应、自学习等特性，可在线设计神经网络自适应学习规则，因此在解决速度和位置推算、对电动机参数和负载扰动的自适应问题以及对测量噪声敏感等问题上有其独特的优点。文章22中，利用估计的磁链，经过神经网络算法，得到转子位置。其方程为：(11)为估计的定子磁链专题4A：永磁同步电动机的先进传动控制技术-基于定子转子磁场定向矢量控制技术研究现状 永磁电机具有结构简单，运行可靠；体积小质量轻；损耗少，效率高；电机的形状和尺寸可以多样等显著优点，应用范围越来越广泛。永磁同步电机由于定子采用了分数槽等技术降低了其磁场谐

15、波分量，使其输出波形更接近于正弦，更加易于控制，具有很好的调速性能被越来越多的应用于工业场合和日常生活中。电机的控制技术有以电压频率比控制为代表的早期的标量控制，以转子磁场定向控制为代表的矢量控制，直接转矩控制以及以模糊控制为代表的智能控制技术等各种策略。其中矢量矢量控制技术最早是在1971年由德国学者Blaschke提出，应用在感应电机调速中，此后这项技术演化出基于转子磁链定向的矢量控制技术、基于定子磁链定向的矢量控制技术、基于气隙磁场定向的矢量控制技术等分支1,2，并被广泛应用在各种交流电机控制中。基于定子磁链定向的矢量控制技术从上世纪80年代末开始提出并被广泛研究应用于感应电机、双馈电机

16、中3,4，在永磁同步电机控制中也有少许应用5,6。本文分析一种应用于永磁同步电机的定子磁链定向的矢量控制策略，它是基于转子磁链定向控制方法改进得到的，保留了转子磁链定向的动态性能好、调速范围宽等优点，而且能够通过对定子磁链和电磁转矩的关系及定子电流转矩分量和励磁电流分量的关系进行规划提高电机的运行效率和功率因素。2 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制原理2.1 永磁同步电机的矢量关系1,2,7,8永磁同步电机依转子磁钢位置安排有三种结构，永磁体面装式嵌入式和内置式9,10，前者为隐极电机气隙均匀，后者为凸极电机气隙不均匀，在电机做等效分析时表示为直交轴电枢反应电抗的不同。但在分析电机定转子与气隙

17、的磁链关系时仍可以用相同的形式表示，先以面装式为例介绍，然后推广到嵌入式和内置式永磁同步电机。面装式永磁同步电机的稳态矢量图如图1所示1,11图1面装式永磁同步电机的稳态矢量图由图1知永磁同步电机中定子磁链矢量关系为：（1）式中表示的是电枢磁场，表示的是永磁励磁磁场。定子磁链矢量 可表示为（2）（3）且有（4）（5）上式中表示的是电枢漏磁场；表示的是气隙磁场。式（1）表明，面装式永磁同步电机是双边励磁电动机，电枢磁场和励磁磁场各自由定、转子独立励磁。且由式（5）表明其中气隙磁场由双边励磁而确定。对于内置式永磁同步电机定子磁场与转子气隙磁场和漏磁场的关系也可以用式（3）表示，电枢漏磁场可以用式（

18、4）表示，气隙磁场可以用式（5）表示，只是在进一步细化时将交直轴电感和电流分量分开然后矢量合成。2.2 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制提出背景分析【1，2】基于上述永磁同步电机的矢量模型如果采用基于转子磁场定向的矢量控制，控制电枢磁场，由于幅值恒定，那么就决定于 ，在恒转矩运行区，控制相位为90°电角度，电枢磁场与永磁励磁磁场正交，此时面装式永磁同步电机的定子磁场幅值随定子电流变化而变化，其关系为 （6）在恒功率运行区， 相位大于90°电角度，进入弱磁区，对进行分解，在面装式永磁同步电机中将式（6）改写为 （7）则有 （8）在内置式永磁同步电机中交直轴电感不同则有 （9）

19、由于在基于转子磁场定向的矢量控制中定子磁场的幅值不可控，分析式（3）可知若忽略电枢漏磁链，则有，永磁同步电机的铁芯损耗基本集中于电枢侧，而气隙磁场幅值将会决定电动机主磁路的饱和程度，如果定子磁链不控，则气隙磁链可能进入饱和这将加大铁芯损耗，要控制定子磁链的幅值也就是在间接控制气隙磁链的幅值。在另一方面由电压方程式可以得出在电机运行时电机功率因数会由于电流矢量幅值的变化而变化，影响电机控制性能。 （10）写成频域方程可表示为 （11）如果忽略定子电阻，则有 （12）在图（1）中可以看出随着定子电流矢量的幅值和相位的变化，和间的相位将随之变化，电动机功率因数也将随之变化，近似超过90°电

20、角度，因此会随定子电流矢量幅值的增大而变坏。 由上述分析知基于转子磁场定向的矢量控制的两个缺陷将会影响电机的控制性能，需要引入一种控制方法既能达到转子矢量控制的稳定性又可以改善其不足。基于定子磁场定向的矢量控制正好满足这个控制目标。2.3 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制原理1,2,4,5定子磁场定向是将MT同步旋转轴系定向在定子磁场的矢量方向上，矢量图如图（2）所示。图2 表贴式永磁同步电机定子磁场定向矢量图在永磁同步电机中电磁转矩方程式（13）写成标量形式如式（14）所示，表明，通过控制定子磁场的幅值和定子电流分量就可以控制转矩。 （13） （14）式（14）中是定子电流矢量的轴分量，称为

21、转矩电流，在图（2）中轴仍是沿转子磁场定向的同步旋转轴系。定子磁链矢量的幅值可以表示为： （15）且有 （16） （17）上式中为和间的相位角，由获得的和的值就可以估算出和。 在MT 轴系中定子电压矢量方程可表示为式（19） （18）写成标量形式有 （19） （20）由于MT轴系沿定子磁场定向，有，（19）、（20）式可以简化为 （21） （22）由式（21）、（22）及（14）共同构成定子磁场定向控制的矢量控制系统。2.4 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制应用1,4,5,12结合2.3节的原理分析得出定子磁场定向控制的矢量控制系统的框图，这种控制是在MT同步轴系中将分解为和,通过控制就控制了

22、幅值的励磁分量，也即控制了定子磁场，是控制电磁转矩的转矩分量，通过控制可以控制转矩。图3 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制框图在上图中定子磁链幅值是由FG1给出的，FG1是磁链规划曲线，目的是通过控制对铁心损耗进行的优化，控制电机的运行效率。FG2是对定子电流分量进行优化，控制无功电流与有功电流之间的关系使其运行在单位功率因数下并且电流调节器不至于饱和。在图（3）中给定转矩与反馈回来的转矩经过比较通过转矩调节器得到一个转矩控制电流，其又与估出的转矩电流比较通过电流调节器最后得到定子电流转矩分量给定值；给定转矩经过定子磁链规划得到定子磁链幅值的给定值，然后与估出的定子磁链幅值进行比较，得出其差值

23、经过定子磁通调节器得到定子电流磁场分量的增量给定值,然后与经过定子电流分量规划得到的值相加得到定子电流磁场分量给定,再与估算得到的定子电流分量比较经过电流调节器得到最后的定子电流磁场给定值，经过MT轴系到DQ轴系的变换后，再由DQ轴系变到ABC轴系，给定电流调节PWM逆变器通过调节占空比来调节各相电压值便可以控制永磁同步电机的运行。系统中转子磁链与参考轴的的夹角可以由光电编码器检测并经过计算得到。、由电流采样得到，经过变换并结合估算得到的相移可计算得到同步旋转MT轴上定子电流的励磁与转矩分量与。系统中磁通与定子磁链幅值及负载角是通过估算得到，其中由于电机运行中发热会导致材料磁性能发生变化因此在

24、参数估算时需要温度补偿4,12。（1） 损耗与磁链规划曲线FG1电机一般要求在额定的磁链下运行，以便得到高输出转矩/电流比和比较快的瞬态特性，但工业传动系统通常在大部分时间里是轻载运行，如果轻载时仍维持电机的磁链为额定值，则其铁损将会很大，效率将会降低。铁损是磁链和频率的函数，随着磁链从额定值开始减小，铁损也将减少，但电机的铜损和变流器损耗将会增加，总损耗减小到最小时又开始增加，将磁链设为一个最优值，使电机整体的效率达到最优。对于电机在电动和再生两种运行模式下的转矩情况，相应的磁链规划是对称的，但在额定转矩下，磁链应为额定值，此时不存在效率改善的问题，但随着转矩逐渐下降，效率改善效果将变得明显

25、，磁链规划也变得更有意义。图4 定子磁链规划图（4）是某台永磁同步电机中为提高效率而对磁链优化的结果，点1对应的是零转矩输出，点2对应的是额定转矩输出时的定子磁链值。在给定为额定转矩时，磁链为额定值以便保证最快的加速度，但在稳态轻载时，减小磁链以提高效率。通常设计电机让其在额定转矩和额定速度时的效率最高 。由于铁损也受速度的影响，因此磁链也应该随着速度的变化而变化，在电机传动系统中设置磁链优化要考虑到各种不同电机的特点单独进行仿真来确定规划曲线。（2） 定子电流分量规划FG2根据永磁同步电机同步转速轴系中的向量关系（图（1），定子电流被标上在一个任意滞后功率因数角处，电流可被分解为定子磁场定向

26、的MT轴系中的一对分量。根据电机的运行特性电机的工作区可以分为两个部分，恒功率区与恒转矩区。在恒转矩区域里转矩可以通过电流进行控制，磁链可通过图（4）的规划维持在某个值。电机启动在开始时电机并未启动先建立励磁磁链，此刻电磁转矩，转矩在由0增加到额定值时要求定子磁链幅值也同时增大，那么要求增大也即其分量、增大直至达到额定转矩。由于分量、所起的作用不同，分别代表无功功率与有功功率分量，需控制其量值大小，让电机尽可能运行在接近于单位功率因数的状态下。由定子电压方程（式（11）结合同步旋转轴系向量图（图（1），可知若不计定子电阻的影响，相位便超前90°电角度，与轴一致，通过控制在轴系中的相位

27、，即可控制功率因数角，如果控制接近为0，则，功率因数就近似为1。因此需要对电流分量进行规划，规划曲线如图（5）所示。图5 定子电流规划3 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制与永磁同步电机转子磁场定向矢量控制的联系和比较本文介绍的定子磁链定向控制是基于转子磁链定向的基础上发展而来的，定子磁链由转子永磁励磁磁链与电枢磁场合成，可以在矢量图上看出转子磁链与定子磁链间相差一个负载角。在基于定子磁场定向的矢量控制系统中，将同步旋转的MT轴系沿着定子磁场方向定向，在MT轴系里对定子电流进行分解，应用基于MT轴分解的电压分量方程，实现对电磁转矩的矢量控制。基于转子磁场定向的矢量控制则是在同步旋转轴系里对定子电

28、流进行分解，应用基于轴分解的电压分量方程因此两者从矢量磁场定向的角度看控制思想是一致的，但由于定向轴不同两者控制方式也不相同。在2.2节及2.4节分析中可以看出在提高系统运行效率方面由于将磁链定向在定子上更容易按照电机负载变化对运行性能进行优化。同样由在2.2节及2.4节分析可以看到将磁链定向在定子上控制定子电流励磁分量能够比较容易的使系统功率因数接近单位功率因数，而转子磁场定向则比较复杂。由于定子磁链定向是基于转子磁链定向的基础上，由图（3）永磁同步电机定子磁场定向矢量控制框图也可看出，其需要先得到转子的等效电感参数，和转子磁链值，因此需要对转子磁链进行给定，然后对定子磁链进行估计。对面装式

29、永磁同步电机来说电机转子磁链比较容易获得，由转子磁场参数计算获得定子磁链也比较容易，但在内置式永磁同步电机中，由于转子凸极性，直交轴磁场相同，且由于电感饱和导致直交轴间存在非常复杂的耦合效应，使得对定子磁链的精确估计非常困难，计算等效定子电感或定子磁链时要考虑定子电流的作用，定子等效电感是定子电流交直轴电流分量的函数，需要通过建模和仿真得到 12，这比转子磁场定向直接通过观测器来估计磁链要复杂。4 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制与永磁同步电机直接转矩控制的联系和比较从永磁同步电机定子磁场定向控制的转矩是定子磁链与定子转矩电流分量之间叉积，而直接转矩控制的转矩方程反映转子励磁磁链与定子磁链之间

30、的叉积关系。通过定子磁场定向的约束条件即定子磁链的磁链T轴分量为0，由磁链矢量合成可以建立定子转矩分量与转子励磁磁链之间的关系，从而能够将直接转矩控制的转矩写成与定子磁场定向控制的转矩相同的方程式，由此可见两种控制具有内在联系。定子磁场定向矢量控制是基于ABC轴系的电压矢量方程在MT轴上建立电压分量方程，直接转矩控制则是在基于ABC轴系的电压矢量方程将磁链的变化量在径向和切向方向分解建立电压径向方程与切向方程，两者电压方程形式上一致，结合对转矩比较的分析可以看出直接转矩控制实质上是基于定子磁场定向的转矩控制。在一些文献里也将直接转矩控制叫定子磁链控制8 。在控制方式上永磁同步电机定子磁场定向矢

31、量控制具有矢量控制的特点，其基本控制思想是将定子电流作为控制变量，通过控制定子电流励磁分量来控制定子磁场，在此基础上通过控制定子电流转矩分量来控制电磁转矩，它首先要进行磁场定向，然后通过矢量变换，将同步旋转坐标系中的定子电流励磁分量和转矩分量变换为ABC轴系中的三相电流，是通过控制定子电流来间接控制电磁转矩，在这一过程中经过了磁场定向，矢量变换和定子电流控制等环节。而直接转矩控制是直接将定子磁链和转矩作为控制变量，无需进行磁场定向、矢量变换和电流控制，动态响应比较快。撇开复杂的系统解耦问题，在保持定子磁链幅值恒定的磁链自控制前提下，按效果直接控制转矩2,13。与定子磁场定向矢量控制相比直接转矩

32、控制主要优点是采用定子磁链控制而不受电机转子参数的影响，但直接转矩控制采用非圆的磁链和转矩的砰一砰控制，从而成为影响其性能特别是低速性能的关键1。5 永磁同步电机定子磁场定向矢量控制技术的发展通过90年代到现在发表的大量文献可以看出定子磁场定向技术在感应电机控制方面应用比较广泛14,15,16,17。这是因为于感应电机中的转子磁链定向需要转子参数辨识，转子磁链比较难于估计，而定子磁链定向可以避免转子参数的影响，从而促进了感应电机的定子磁场矢量控制技术。目前感应电机定子磁场定向技术正在向着无速度传感器、模糊控制理论、神经网络控制 18,19,20方向发展。各种其他控制方法也不断的涌现，出现了磁场

33、定向技术与直接转矩控制技术相结合的控制方法21。但在永磁同步电机里的应用比较复杂应用较少。较早将其应用于同步电机的有Das, S.P. Chattopadhyay, A.K 22 ,其中Bimal K.Bose将其最早应用于内置式永磁同步电机中5,6,12，其在应用时定子磁链估计中由于电流非线性耦合作用采用了由仿真得出的经验公式，且其获得的参数在不同的电机中不能通用，其定子磁链规划与定子电流规划是由仿真先计算出一条最优的曲线，然后在控制系统中查表，没有统一的标准。这些因素都制约了其在永磁同步电机控制中的应用。专题4B：永磁同步电动机的先进传动控制技术-直接转矩控制技术研究现状 永磁同步电机及控

34、制技术是在永磁材料进步，电力电子器件技术革新等条件下发展起来的。永磁同步电机由于其高功率密度，高转矩/惯量比，高效率和高功率因数,以及省电和运行可靠等特点，在现代工业生产中广泛应用1,2。在永磁同步电机开始广泛应用时，电力电子器件、适合工业控制的处理器等都己经有相当的发展，因而永磁同步电机的调速理论是在一个较为良好的基础上发展起来的。永磁同步电机的调速基本方式可以分成三种，调压频比控制（VVVF），磁场定向矢量控制（VC）和直接转矩控制（DTC）3。VVVF是一种开环的控制策略，因为没有反馈信号使得系统无法精确控制电磁转矩,控制精度也低，控制是一种建立在似稳态基础上的控制策略，其动态性能较差。

35、自从70年代矢量控制技术提出以来，交流调速系统的静、动态性能得到了很大的提高并可与直流传动相媲美。矢量控制技术，转子磁场定向，用矢量变换的方法实现了对交流电机的转速和磁链控制的完全解藕。然而，实际上由于转子磁链难于准确观测，系统特性受电机参数的影响较大，以及矢量旋转变换的复杂性，使得实际的控制效果难于达到理论分析的结果。直接转矩控制技术是继矢量控制技术之后发展起来的一种新型的具有高性能的交流电机控制技术，以新颖的控制思想、简洁明了的系统结构，优良的静、动态性能受到了普遍的关注和迅速发展。永磁同步电机的直接转矩控制技术，用空间矢量的分析方法，采用定子磁场定向，直接计算与控制交流电机的转矩，借助于

36、离散的两点式调节(Band-Band control)产生PWM信号，直接对逆变器的开关状态进行最佳控制，以获得高动态性能的转矩控制。然而，直接转矩控制技术在永磁同步电机上的研究还并非十分完善，在有些方面仍存在欠缺，比如说电磁转矩脉动大和低速性能差等是非常棘手的问题，使得系统达不到期望的最佳控制效果4。本文针对以上问题, 研究了永磁同步电机常规直接转矩控制，仿真验证了基本的DTC具有良好的动态性能但转矩脉动较大，深入分析表明造成转矩脉动的本质是电压矢量少等5。为减小转矩脉动，又提出了一种基于空间电压矢量脉宽调制的永磁同步电机直接转矩控制方法（SVM -DTC）6。仿真结果表明该方法保持了基本D

37、TC优良的动态性能，同时可以明显减小转矩和磁链脉动，具有更好的动、静态性能，而且响应速度快，从而运行更加平稳7。2 直接转矩控制基本原理及其实现 2.1 直接转矩控制的原理8在对三相永磁同步电动机控制的分析中，各空间矢量是以转子dq 坐标表示的，此时取d轴与永磁励磁磁场轴线一致，即d轴与空间矢量是重合的，D轴也定义A相定子绕组上，如图1所示。图1 定子DQ和转子dq坐标中的定子磁链空间矢量在转子dq坐标中，电磁转矩公式表示为： （1）若以定子电流矢量表示，则有： （2）定子磁链矢量在dq坐标系中的2个分量、可表示为 （3） （4）由（3）和（4）可得到，并将其代入（1）式得： （5）结合图1可

38、以看出，当定子电阻忽略不计时，定子磁链和转子磁链之间的夹角就是负载角。调节定子磁链和转子磁链都可以改变负载角，但是因为永磁同步电机的电气时间常数小于机械时间常数，也就是说，调节定子磁链比调节转子磁链来得容易，因此，一般的来说通过控制定子磁链来调节负载角，用以调节转矩。图2给出了转矩与负载角的曲线，可以看出，当负载角增加到某一值后，如果再继续增加，则转矩反而开始下降。图2 转矩-负载角关系曲线由式可得： （6）定义 为凸极率，时，磁阻转矩为负，因此，可能会因为磁阻转矩地影响，使得总转矩和电磁转矩地变化不一致。为了保持总转矩和负载角的变化一致，要求下式成立 （7）令，可得可求出最大负载角。综上所述

39、，永磁同步电机直接转矩控制的理论基础为，保持定子磁链幅值不变的情况下，控制定转子磁链的夹角来控制电磁转矩，要想得到转矩的快速响应就应该快速的改变负载角。在直接转矩控制中，既要尽可能的增大磁链幅值以获得更大的转矩，又要限定幅值大小，以保证转矩变化和负载角变化一致，同时也要限制电机的最大转矩输出，使得电机的负载角限制在最大负载角范围内。2.2 直接转矩控制的实现9（1）电压空间矢量的生成 在变频调速系统中,交流电机由晶体管电压源逆变器(VSI)供电,为了讨论方便起见，把三相逆变器与交流电机视为一体,其调速系统主电路原理图如图3所示。图中六个功率开关器件都用开关符号代替,可以代表任意一种开关器件。图

40、中的逆变器采用上、下管换流，功率开关器件共有八种工作状态，定义三个开关函数，上桥臂器件导通用数字“1”表示,即当，下桥臂器件导通用数字“0”表示，即，则上述八种工作状态按照ABC相序依次排列分别表示为100，110，010，011，001，101以及111和000。从逆变器的正常工作看,前六种工作状态是有效的,后两个状态是无效的,因为逆变器这时并没有输出电压。电压源逆变器提供的八种开关状态所对应定子电压空间矢量的幅值和空间相位如图所示4。图3 三相逆变器调速系统主电路原理图图4电压空间矢量图 (2) 磁链分区以及开关表的确定为了选择适当的电压矢量以控制定子磁链幅值，把电压矢量平面划分为六个区域

41、,如图5所示。在每一区域，可以选择两个相邻压矢量来增加或减小磁链的幅值。例如，当磁链在区域时，假设磁链按逆时旋转,电压矢量可以增大磁链幅值，可以减小磁链幅值,其它区域依此类推。图5 扇区及空间电压矢量选择把六个区域里可选择的空间电压矢量制成表1,表中表示转矩的控制要求,表示增大转矩，表示减小转矩。表示磁链的控制要求,表示增大磁链,表示减小磁链, 表示转矩保持不变。表1 电压空间矢量选择表110-110010（3）永磁同步电机直接转矩控制系统框图图6是直接转矩控制同步电动机驱动系统的简化整体框图。图中VSI表示电压源型逆变器，它能提供如前所述八个开关电压矢量。将定子磁链矢量实际幅值与给定值的差值

42、输入磁链滞环比较器,同样将转矩实际值与给定值比较后的差值输入转矩滞环比较器,根据两个滞环比较器的输出,由表1给出的开关电压查询表,可以确定开关电压矢量的选择。但是,在查询前,需要提供定子磁链矢量的位置信息,图中的表示的是区间顺序号。图6 PMSM直接转矩控制系统框图2.3 直接转矩控制的特点和转矩脉动直接转矩控制也可以说是定子磁场定向的矢量控制，与常说的矢量控制，即转子磁链定向的矢量控制不同，直接转矩控制不需要任何电流调节器、坐标变换和PWM信号发生器。尽管直接转矩控制系统结构简单，但它能获得优良的动、静态转矩控制性能。它的主要特点有：直接在定子坐标系下采用空间矢量概念分析电机的数学模型，控制

43、电机的磁链与转矩，不需要解耦，不需要矢量坐标变换，信号处理过程简单明了；直接以电机转矩为控制对象，不必通过控制电流、磁链等来间接控制转矩，所以，定子电流与磁链的波形并非很理想，但转矩的控制效果很显然；通过了离散的两点式调节(Bang-Bang控制)。产生逆变器控制信号电压型逆变器能够选择输出6个非零空间电压矢量，这六个电压矢量在空间上相隔分布，如图4所示。电压矢量的切换不是连续的，而是步进式的。磁链可近似为电压矢量的积分，在电机转子的旋转过程中，磁链的空间角度是连续变化的，这样就会导致磁链和电压矢量的夹角同样是跃进式的，最终造成了电机转矩的脉动。需要注意的是，脉动的转矩同时包含有直流成分和交流

44、成分。其中，直流成分影响着系统的稳态误差，无论在高速还是低速运行状态下，都会导致系统到达稳态时间延长；脉动转矩的交流成分会导致速度的脉动，在电机高速运转时，虽然磁链和电压矢量的夹角仍是步进式的，但是磁链的旋转速度极快，在极短的时间里可以消除夹角跃变的影响，即此时脉动转矩的交流成分频率很高，反映到速度相当于经过一个积分环节，高频的脉动成分会被滤掉，不会导致速度的脉动，在电机低速运行时，磁链旋转速度变慢，脉动转矩的交流成分频率较低，会造成转速的周期性脉动。3 电压空间矢量脉宽调制的研究 交流电动机仅由常规的逆变器供电,磁链轨迹是六边形的旋转磁场。这是因为在一个周期内逆变器的工作状态只切换六次，切换

45、后只形成六个电压空间矢量。如果想获得更多边线或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个周期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量10。为此，必须对逆变器的控制模式进行改造。采用线性组合法控制SVPWM的开关时间，可以得到逼近圆形的旋转磁场。图7表示由电压空间矢量的线性组合构成新的电压矢量。设在一段换相周期时间中,有一部分时间处于工作状态,另一部分时间处于工作状态。由于都比较短,所产生的磁链变化比较小,可以分别用电压矢量来表示,这两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量，与矢量的夹角就是这个新矢量的相位,它与的相位都不同了。根据各段磁链增量的相位求出所需的作用时间。由图7可得

46、（9）用相电压合成电压空间矢量 （10）由相电压与线电压关系并化简得 （11）图7电压空间矢量定义在常规的逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态,实现SVPWM控制就是要把每一个扇区再分成若干个对应于时间的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量,以获得优于正六边形的多边形(逼近圆形)旋转磁。若干个开关电压矢量逼近的参考空间电压矢量，它的控制方式与其他方法不同之处在于，它不需要在三相中每一项使用调节器，而是把综合电压矢量作为一个整体来处理。这样,就可以在一个开关周期内选择最合理的，合成的电压空间矢量来完全补偿电机转矩和定子磁链的观测值与参考值之间的误差。不仅使得电机转矩脉动降低,

47、电流波形畸变减少,而且与常规的技术相比直流电压利用率有所提高,并且易于实现数字化。4 系统仿真分析3为了验证以上理论分析的正确性和新型控制策略的有效性，以一台永磁同步电机为对象，分别将常规直接转矩控制系统和基于SVPWM策略的直接转矩控制系统进行仿真分析。仿真结果如下：图8、图9、图10分别为采用常规DTC和FEVE-DTC-SVM的永磁同步电机转矩、定子磁链以及定子磁链轨迹的仿真比较图。由图8，图9可以看出,采用SVM-DTC策略的永磁同步电机控制系统所得到的转矩和定子磁链脉动明显有所减小,近似于平滑波形,而常规的DTC系统的转矩和定子磁链的脉动却很大，这是因为常规的本身特性决定，常规DTC

48、在采用两个滞环控制器和零电压空间矢量来获得转矩响应快速性的同时牺牲了系统的稳定性。(a) 常规 DTC(b) SVM-DTC图8 从零转速加速到1000r/min的转速转矩(a) 常规 DTC(b) SVM-DTC图9 从零转速加速到1000r/min的定子磁链(a) 常规 DTC(b) SVM-DTC图10 从零转速加速到1000r/min的定子磁链轨迹(a) 常规 DTC(b)SVM-DTC图11 从零转速加速到1000r/min的定子相电流（启动）(a) 常规 DTC(b)SVM-DTC图12 从零转速加速到1000r/min的定子相电流（稳态）(a) 常规 DTC(b)SVM -DTC

49、图13 转矩阶跃响应由图10可以看出,采用SVM-DTC策略的永磁同步电机控制系统所得到的定子磁链轨迹是一个平滑的圆形,不像常规DTC系统那样,定子磁链轨迹不规则,脉动大,毛刺较多,说明采用SVM-DTC策略系统稳态性能优于常规的DTC系统。在常规DTC中图8（a）显示了转矩的脉动很大，远大于滞环比较器所设定的0.1T-N，而图9，10所表示的磁链脉动完全在滞环比较器的控制之内。转矩脉动大的原因是电流的脉动大，如图11(a),12（a）所示。由此可以看出控制周期100us内，电流的变化很大，由此也导致了很大的转矩变化，当转矩给定从-6N·m阶跃至+6N·m时，电磁转矩相应如

50、图13（a）所示。而SVM-DTC用时约0.2s,比较可知,加入SVM模块之后，转矩环的响应速度基本保持不变，而稳态势的电流脉动将小，从而转矩脉动也随之减小。4 结论本文在阐述永磁同步电机直接转矩控制原理的基础上, 分析了该技术产生转矩脉动的原因。针对电机转矩和磁链的脉动，提出了一种改进的直接转矩控制方法（SVM-DTC）,利用电压空间矢量调制能够使逆变器输出连续的电压矢量，以完全补偿系统转矩和磁链误差，进而得到对电机准确的控制精度9。仿真结果表明，采用SVM-DTC的改进型直接转矩控制策略能在保持良好动态性能的基础上，有效减小了电机转矩的脉动。和传统DTC对比，SVM-DTC在改善磁链、转矩

51、脉动，以及使得定子电流更加正弦上有突出作用，验证了系统控制方案的可行性。专题5：电流调节器控制技术的研究现状 随着当今世界电力电子技术和电机控制技术的发展，对于交直流伺服电机的控制已经有了一定的稳态位置精度和动态过程响应的快速性。在伺服电机控制系统中，常由三个闭环组成，即电流闭环（转矩环）、速度闭环和位置闭环。其中电流闭环是解决瞬时转矩高性能控制的首要问题，也是直接影响电机动态响应的重要环节。因此为了获得快速的动态响应性能，位置闭环或速度闭环往往以转矩闭环作为控制内环。当电机磁通恒定时可以认为电机转矩的动态控制就是对定子电流的控制。因此电流闭环的响应速度直接决定了动态输出转矩的变化速度。如何构

52、造一个动态性能良好、稳态精度高的电流闭环控制器是系统能否实现高性能调速的重要因素。目前高性能永磁同步电机驱动系统中常见的电流控制器主要包括:线性电流控制器、滞环电流控制器和预测电流控制器。其中滞环电流调节器以其硬件电路简单、动态响应快、瞬时电流可以控制、瞬时电流无过冲等优点而常用于交直流电机调速系统的电流调节器设计中。 电流滞环控制是由A.B.Plunkett最早提出并应用在功率驱动领域和电力电子领域的。国内外也有一些学者已经对电流滞环控制作了一定的研究，取得了一些阶段性的科研成果1。近年来随着电力电子的发展，随着对伺服电机控制策略的近一步研究，电流滞环控制已经被国内很多高校所重视起来，包括浙

53、江大学，南京航空航天大学，贵州大学等等234。国内外的电流滞环调节器的研究也已经进入到了一个结合实际应用的层面 35 。目前电流滞环存在以下不足: 即当变流器直流端输入电压或负载电机转速发生变化时， 滞环电流调节器的工作频率将发生变化，从而使变流器的开关频率不稳定。变流器开关频率不稳定造成的直接后果是：l 过高的开关频率，将使变流器功率开关器件难以承受，危及变流器安全，并使变流器功率开关损耗上升，效率下降。l 过低的开关频率，将使电机电流脉动过大，造成电机运行不稳定和电磁噪声。l 变流器开关频率的变化还可能引发调速系统的混沌运动，使电机的控制性能受到影响。所以在电流滞环控制的这些问题上，很多学

54、者也开始做出了相对应的研究，也是现在滞环控制技术要解决的主要问题。本文将分析开关频率不稳定的原因并对这个缺陷做出几种解决方案。最终通过实验数据可以看出这三种方法不同程度地改善了调节器频率的稳定性，并且通过比较得到了三种方法各自的优缺点。2 电流调节器工作频率分析562.1 滞环原理图1 滞环控制器图1 是滞环两态电流调节器基本原理图， 工作原理如下：当电流给定信号与电流反馈信号之差在滞环宽度I以内时, 滞环两态电流调节器的输出不变, 变流器功率开关器件保持原工作状态; 当大于等于I 或者小于等于-I时, 滞环两态电流调节器控制变流器功率开关器件动作, 变流器输出电压为负或为正, 从而达到电机电

55、流跟踪给定电流的控制目的。 2.2影响滞环两态电流调节器工作频率的因素分析图2 变流器- 直流电动机调速系统为了便于分析问题，这里采用一个变流器-直流系统作为例子。如图2（b）所示，t1时刻，图（a）中主回路T1和T4管导通，电机加正向电压，此时绕组中的电流成上升趋势。一直到图2（b）中的t2时刻，电流上升到（其中是要被跟踪的电流，是滞环的宽度）时，图（a）中的管子由T1和T4管导通改变为T2和T3管导通，这样一来电机端电压为负电压，绕组中的电流开始下降，知道t3时刻电流降低到了时，主回路中的开关管再次切换到T1和T4管导通。如何周而复始，就使得电流紧紧得跟随于给定值，控制电枢电流在间波动。具

56、体分析如下：假定时刻， ， T2和T3 导通，则由图2 可得直流电动机瞬时的电压方程为： （1）式中：为电机电枢绕组电感； 为电机电枢绕组电阻,，一般情况下较小，瞬态分析时可以忽略；为电机的感应电动势，它与转速n成正比；为变流器直流端电压；为电机电枢绕组电流。当忽略，并且假定一个工作周期内电机转速基本不变，即为常值的情况，解式（1）有：（2）在作用下，下降，至时刻，电枢电流降到，则可得T2 和T3 导通的时间：（3）接着T1、T4 导通，变流器输出正向电压，直流电动机瞬时的电压方程变为：（4）解出得：（5）当时，电枢电流上升到, 则可得T1、T4 导通的时间：（6）则可以得到一个调节器周期：（7）这也就可以得到调节器的频率：（8）从式（8）可以看出，影响调节器频率的因素和直流母线的电压有关，与电机的反电势（即