表贴式永磁同步电机伺服系统电流环设计_王恩德_黄声华

1、网络出版时间：2012-12-10 14:15网络出版地址：第32卷 第33期 82 2012年11月25日 中 国 电 机 工 程 学 报Proceedings of the CSEE Vol.32 No.33 Nov.25, 2012 2012 Chin.Soc.for Elec.Eng.(2012) 33-0082-07 中图分类号：TM 351 文献标志码：A 学科分类号：47040 文章编号：0258-8013表贴式永磁同步电机伺服系统电流环设计王恩德，黄声华(强电磁工程新技术国家重点实验室(华中科技大学)，湖北省 武汉市 430074)Current Regulator Desig

2、n for Surface Permanent Magnet Synchronous Motor Servo SystemsWANG Ende, HUANG ShenghuaABSTRACT: The current control loop directly affects the current of the surface permanent magnet synchronous motor (SPMSM) and the electromagnetic torque, which makes the static and dynamic performance of the motor

3、 deteriorate. The decoupling control cannot be realized with the changes of the low-order harmonics, such as 5th, 7thproposed by this paper.KEY WORDS:(SPMSM); synchronous dqdecoupling control; proportion resonance摘要：电流环直接影响表贴式永磁同步电机(surface permanent magnet synchronous motor，SPMSM)伺服系统的电流波形和电磁转矩，使系统

4、的动、静态性能变差。当系统运行工况变化使得电机电感饱和时，电流环中含有电感参数的解耦项就会失效。从合成矢量的角度出发，提出了一种同步dq旋转坐标系下无需电感参数的电流解耦调节器，实现了无电感参数解耦控制，改善了SPMSM系统的动态性能。另外，由于死区、电机制造工艺、磁场饱和等原因，电机电流中含有影响系统性能的5、7、11、13等低次谐波。提出了同步旋转dq坐标系下比例积分+比例谐振(proportional integral + proportional resonance，PI+PR)的电流复合调节器，对低次电流谐波进行闭环调节，从而显著减小了谐波电流，行性。dq坐标系；合成同步电机(sur

5、face permanent ，SPMSM)的永磁体产生具有功率密度高、损耗小、电气时间常数小等优点，加之近年来数字控制芯片的快速发展，使得基于SPMSM的数字交流伺服系统广泛应用于数控机床、航空航天等领域1,2。应用场合的多样化和复杂性，也对伺服系统的静、动态控制性能提出了更高的要求。基于SPMSM的伺服控制系统是一个包含位置环、速度环和电流环的多闭环系统。其中，作为最内环的电流环决定了电流的跟踪性能，直接影响SPMSM的输出转矩，对伺服系统的控制性能起着非常重要的作用。文 献3-4分析了永磁同步电动机控制的电流环，并设计了调节器参数，其中文献3引入微分环节和过调制技术，文献4分析了电流环3

6、种控制方法的利弊，并提出适用于工程实践的设计方案。为了简化分析，文献3-4均忽略了耦合项，但这样会导致系统的动态性能变差。文献5从电流环带宽的角度出发，提出了带宽扩展策略，提高了伺服系统的动态性能，虽然考虑了耦合项，但没有考虑电感变化对解耦控制的影响。文献6提出了一种基于合成矢量的无需电感参数的解耦控制策略，取得了较好的控第33期 王恩德等：表贴式永磁同步电机伺服系统电流环设计 83制效果，但合成矢量算法相对较复杂，实现困难。死区的引入有效防止了上、下桥臂直通，但是也带来了电流畸变7-9耦，甚至会导致解耦失败，影响电机的控制性能。受永磁体及电机加工工艺上2 SPMSM伺服系统电流调节器设计2.

7、1 无电感参数的电流解耦控制由式(1)，给出电流解耦控制策略如图1所示。的限制，实际上电机永磁转子的励磁磁场和定子磁势的空间分布不是理想正弦10。由于磁链饱和的存在11内模原理可知，PI)制中16-18。本文建立了步旋转dq7、11、13标系下，采用电流环控制器电流环数学模型6坐模型为u=Ldidt+Ri+e (2)1 SPMSM同步旋转diduL=+RidrLqiqdddt(1) diu=Lq+Ri+(+Li)rfqqqdddt式中：ud, uq, Ld, Lq, id, iq分别为dq轴上的等效电压、电感、电流；d, q轴上的等效电阻可认为相等，Rd=Rq=R；f为转子永磁体磁链；r为电角

8、速度。由式(1)可知，在同步旋转dq坐标系下，dq轴间存在含有电感参数的耦合项，若要实现完全解耦控制，就需要知道精确的电感参数。而实际系统中，由于饱和的影响，电感会随着电流的增加而减小，这样若电感取一个定值就无法实现电流的完全解式中u, i, e分别为静止坐标系下输入电压、输入电流和反电势的合成矢量。用旋转坐标系下的微分算子d/dt+jr代替静止坐标下的微分算子d/dt，可得同步旋转dq坐标系下的数学模型：d+jr)Lidq+Ridq+edq (3) dt式中udq, idq, edq为同步旋转dq坐标下的输入电压、udq=(输入电流和反电势的合成矢量。84 中 国 电 机 工 程 学 报 第

9、32卷于是，可得s域的电流表达式： 为了对SPMSM进行基于转子磁链定向的矢量控制，通常需要建立同步旋转dq坐标系下的电流调节器。不同于有源滤波器中将谐波直接在静止坐标系下进行跟踪，本文所采用的SPMSM电流调节器将静止abc坐标系下的谐波电流在同步旋转dq坐标系下进行跟踪调节。由于cos(nt)= cos(nt)，所以5次谐波可看作5次，在同步旋转dq坐标系上可看成6次谐波，同理可分析静止abc坐标系下的7次谐波。于是静止abc坐标系下的5、7次谐波电流可以通过同步旋转dq坐标系下的6倍频比例idq=(udqedq)1(4)Ls+(R/L+jr)将R/L+jr看成一个整体，可以设计基于合成矢

10、量的电流解耦控制器：1Cdq(s)=kp1+(ki/kp+jr) (5)s有，*udq=Cdq(s)(idqidq)+edq (6)e Fig. 2 Current decoupling control diagram withoutthe value of the inductance图4 本文所提出的电流调节器框图Fig. 4 Proposed diagram of the current regulator in this paper2.2 同步旋转dq坐标系下的PI+PR电流调节器为了抑制谐波电流，一种较易理解的控制策略是分别建立基于5、7、11、13倍频的同步旋转坐标下的PI控制器，

11、来共同调节19。但多坐标系下的PI控制器算法非常复杂，而且谐波次数越高，相应的控制器对角度的准确度依赖性也越高，因为多坐标系下的PI控制器会放大位置偏差，从而影响整个电流调节器的控制性能。2.3 调节器参数设计及离散化由式(8)可知，同步旋转dq坐标系下无电感参数解耦控制器的参数选取可以采用常规的PI参数设计方法，即通过零极点对消原则和选取合适的截至频率来获取。同步旋转dq坐标系下的比例谐振控制器C6(s)=ki6s/(s2+62)，可通过脉冲响应不变法20进行第33期 王恩德等：表贴式永磁同步电机伺服系统电流环设计 85离散化，可得 感饱和都会引起电流的畸变，但为了简化仿真模型，只在模型中加

12、入3 s的死区来产生谐波电流，并通过电流谐波分析来验证上文关于谐波的分析结果。由于SPMSM转子永磁体的存在，位置信息1z1ki6cos6TC6(z)= (9)12z1cos6T+z2式中6=6r，可得在同步旋转dq坐标系下消除静止abc坐标系下的5、7次谐波分量的表达式：(感应电势的相角)会影响电流特性，为了消除位置误差引起的电流畸变，仿真模型中感应电势的相角仍采用实测位置角度，但即便如此，电流开环运行时，转速有一定的波动，而且由于死区的存在，电流开环运行波形仍然含有5、7、11、13次等低次谐波，如图6所示。y6(n)=2cos(6rT)y6(n1)y6(n2)+ ki6e(n)cos(6

13、rT)e(n1)(10)同理可得在同步旋转dq坐标系下消除静止abc坐标系下的11、13次谐波分量的表达式：截止频率为500 Hz，为了便于对比观察耦合项的作用，选取较小的转速环截止频率(20 Hz)，在0.2 s时给定转速由300r/min突变为800r/min，负载为谐波次数 (b) 谐波分析图6 电流开环时的电流波形及谐波分析 Fig. 6 Current waveform and harmonic analysis withthe openloop control5 Nm。由图5可见采用无电感参数解耦控制能改善系统动态性能。传统电流闭环虽然无法对谐波电流实现无静差跟踪，但在对基频电流跟

14、踪的同时也会在一定程度上减小谐波电流。为了更好地分析谐波电流的含为了便于比较用传统PI控制器的电流调节器和PI+PR的复合电流调节器的电流谐波差异，建立了电流闭环控制的仿真模型。设定电流环的截止频率为500 Hz，转速环的截止频率为100 Hz，转速为量，首先进行电流的开环仿真。模型中负载为 300 r/min，得到电流闭环控制时的电流波形，如5 Nm。由上文分析可知，死区、电机制造工艺和电图7所示。86 中 国 电 机 工 程 学 报 第32卷ia, ib, ic/At/s(a) 电流波形谐波含量/%10 8 6 4 2 0谐波次数 (b) 谐波分析谐波含量/%图Fig. 7对比图常规PI好

15、得多，抑制了5、7图8度为300搭建如图10所示的实验平台。该SPMSM伺服系统的控制器芯片采用TI公司的TMS320F2810型DSP，其运算频率可达150 MHz，芯片自带有12位精度的AD采样。利用ZCK-磁滞测功机作为负载。采用泰克A622电流钳测量电流。11、1311、13图9为采用图4所示的电流调节器(包含无电感参数解耦和带PI+PR复合电流调节器)，转速给定为300 r/min，0.5 s时突加负载(由2 Nm跳变到5 Nm) 情况下的电机转速和三相电流波形。由以上仿真结ia, ib, ic/A8 4 0 480.20 0.22 0.24 0.26 0.28 0.30t/s(a)

16、 电流波形(a) SPMSM驱动器(b) 表贴式永磁同步电机图10 实验平台Fig. 10 Experimental platform第33期 王恩德等：表贴式永磁同步电机伺服系统电流环设计 87图11、12分别为采用传统PI控制器和本文所提出的电流调节器，电机运行在300 r/min，负载为ia(2 A/格)1.3 Nm时的电流波形及其谐波分析。可见，采用本文所提出的电流调节器能够进一步消减5、7、11、13次谐波含量，从而改善SPMSM系统谐波电磁转矩的影响，改进系统的动、静态性能。ia(2 A/格)t(100 ms/格)图13 突加负载的实验波形Fig. 13 Experiment wa

17、veform with the jumped load流调节器能够实现很好的跟踪性能。t(25 ms/格)4 结论ia(2 A/格)伺服系统的动dq图能够显著减小Fig.谐波含量/%：151-155 The position servo ，2004，2010，Performance of dirrerential cylinder position servo system controlled by谐波次数permanent magnet synchronous motor driven pump (b) 谐波分析JProceedings of the CSEE，2010，30(24)：10

18、7-112(in图12 本文所提调节器的实测电流波形及谐波分析Chinese)Fig. 12 Current waveform and harmonic analysis with3 陈荣，邓智泉，严仰光永磁同步伺服系统电流环的设the proposed regulator in this paper计J南京航空航天大学学报，2004，36(2)：220-225图13为采用图4所示的电流调节器，电机转Chen Rong，Deng Zhiquan，Yan YangguangDesign ofcurrent control loop for permanent magnet synchronous

19、 突加负载(由0.5 Nm增加到1.3 Nm)速为300 r/min，servo systemJJournal of Nanjing University of时的电流波形。本系统采用磁滞测功机，由于系统Aeronautics & Astronautics，2004，36(2)：220-225(in本身的加载速度低于SPMSM系统的动态调节性Chinese)能，无法精确模拟实际系统中突加负载的工况，但4 万山明，吴芳，黄声华永磁同步电机的数字化电流控从快速平稳的电流跟踪特性来看，本文所提出的电 制环分析J华中科技大学学报：自然科学版，2007，谐波含量/%88 中 国 电 机 工 程 学 报

20、第32卷5(5)：48-51 Wan Shanming，Wu Fang，Huang ShenghuaAnalysis of digital current control loop for a PMSMJJournal of Huazhong University of Science & Technology：Natural Science Edition，2007，35(5)：48-51(in Chinese) 5 王宏佳，杨明，刘里，等交流伺服系统电流环带宽扩展研究J中国电机工程学报，2010，30(12)：56-62 Wang Hongjia，Yang Ming，Liu Li，et a

21、lCurrent loop bandwidth expansion for permanent magnet AC servo systemJProceedings of the CSEE，2010，30(22)：56-62(in Chinese) 6 Briz F，Degner M W，Lorenz R DAnalysis and designof current regulators using complex vectorsJIEEE Transactions on Industrial Applications，2000，36(3)：817-8257 Oliverra A C，Jaco

22、bina C B，Lima A MImproveddead-time compensation for sinusoidal PWM inverters operating at high switching frequenciesJIEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54(4)： 2295-23048 王高林，于泳，杨荣峰，等感应电机空间矢量PWM控制器死区效应补偿J中国电机工程学报，200828(15)：79-83 Wang Gaolin，Yu Yong，Yang Rongfeng，motorJProceedings of th

23、e CSEE，：79-83(in Chinese)9 Hwang S H，Kim J MEnergy Conversion，201010 唐任远版机械工业出版社，： Tang RenyuanstBeijing： 11 李景灿，廖勇机模型J2011，31(3)：60-66 Li Jingcan，synchronous motor considering saturation and rotor flux harmonicsJProceedings of the CSEE，2011，31(3)：60-66(in Chinese) 12 Harnefors L，Nee H PModel-based

24、current control of ACmachines using the internal model control method JIEEE Transactions on Industry Applications，1998，34(1)：133-14113 Zmood D N，Holmes D G，Bode GFrequency-domainanalysis of three-phase linear current regulatorsJIEEE Transactions on Industry Applications，2001，37(2)：601-610 14 Zmood D

25、 N，Holmes D GStationary frame currentregulation of PWM inverters with zero steady-state errorJIEEE Transactions on Power Electronics，2003，18(3)：814-822 15 Yuan Xiaoming，Merk W，Stemmler H，et alStationary-frame generalized integrators for current control of active power filters with zero steady-state error for current harmonics of concern under unbalanced and distorted operating conditionsJIEEE Transactions on Industry Applications，2002，38(2)： 523-53216 胡家兵，贺益康，王宏胜，等不平衡电网电压下双馈感应发电机转子侧变换器的比例谐振电流控制策略J中国电机工程学报