射极激励式准谐振反激变换器

1、射极激励式准谐振反激变换器摘要：针对RCC型变换器存在的开关损耗问题，提出了对电路参数和磁路参数进行统一设计，以实现零电压开关的方法射极激励技术，使双极性晶体管无二次击穿机理，功率处理能力仅取决于结温的限制。关键词：无损耗谐振 零电压开关 射极激励 安全工作区域RCC（Ringing Choke Converter）型反激变换器，一直以其简单、性能价格比优越而受到人们的青睐，由于它需要一只高压开关管，在开通和关断时存在较大的损耗。双极性晶体管还受二次击穿的限制，相对桥式电路而言，功率处理能力较小。对传统的RCC型变换器进行综合分析发现，电路由截止状态向导通状态过渡时（L1和C1串联谐振期间）谐

2、振损耗太大，导致了开关管容性开通损耗。通过对电路参数和磁路参数的统一设计，使谐振回路处于无损耗状态和基极激励的自适应跟踪控制，从而获得零电压开关（ZVS）。高压双极性晶体管的功率处理能力通常受两个因素的限制：平均结温和二次击穿。采用文献2提出的射极激励技术，在这种关断方式下，无二次击穿机理，安全工作区域（SOA）为一矩形（由Ic和Vcbo组成），其功率处理能力可扩展到千瓦级水平。1无损耗谐振原理图1所示为变换简化原理图，电路接通后，输入电压Vi通过R1，BG2先向C2充电，当C2上电压达0.6 V时，再流向BG1的be极（假定K1已关闭），BG1导通形成Ic1电流，开关变压器T1感应出电压（有

3、点的端为负），反馈绕组电压Vn2和Vc2叠加，使BG2处于恒流工作状态，BG1维持饱和导通，T储能，一段时间后，K1断开，BG1的Ic1经b1极向D3和D4方向流动，使BG1形成反向关断电流。电路关断后，T1感应电压极性翻转（有点的端为正），Vn2通过D1，R2，BG2的ec极（BG2反向饱和导通）向C2充电，使C2保持一定的电压。在截止期间T1向负载释放能量，当磁能放完后，C1通过开关变压器初级电感L1向Vi放电，即C1和L1串联谐振，半个谐振周期后C1上电压达到最低点，这时BG1可重新导通，因此由BG2组成的恒流源电路，从反向激励翻转到正向激励，也应同样延迟上述半个谐振周期的时间，才能使B

4、G1导通，由于D1选用了低频二极管，利用其电荷累积效应形成的短时反向通路，可达到延迟激励BG1的目的，即基极激励具有跟踪性。图1无损耗谐振原理图要使电路满足零电压开关（ZVS）特性，C1上的电压不仅要达到最小值，而且还要减小到零，实现无损耗谐振，其条件是：N2绕组幅度取3 V（PP），若开关变压器1匝的幅度大于该值，则必须插入匹配变压器，因为感应电压幅度越小，谐振损耗就越小；调整开关变压器初次级匝数比，使开关导通时间不低于截止时间，即ToffTon。根据电感的伏秒平衡特性，在L上有VonVoff，等号为最佳谐振状态，当Von（即Vi）较低时开关管先反向导通一会儿，再转为正向导通状态。在上述条件

5、下，激励回路的损耗已经降低到最小程度。在谐振的前半部分是电能磁能的转换，由于BG2组成的恒流源电路在翻转时有一个较大的过冲电流，使T1储存的磁能较多；而后半部分为磁能电能的转换时这个过冲电流已衰减为恒流值，感应电压谐振到对称点时，变压器释放的磁能小于储存的磁能，多于的磁能会使感应电压幅度进一步升高，如图2所示，A点电压幅度大于B点。如果把这一过冲电流看成是容性（激励绕组为感性电流），在谐振的前半部分，回路的容性值较大（电流大）；在其后半部分，则容性值较小（电流小），当能量转换结束时，最终感应电压幅度就会大于初始值。众所周知，高频二极管在导通时，同样有电荷累积效应，在开始截止时，也会形成瞬时反向

6、电流（反向恢复期。因此，无损耗谐振现象，是由激励回路和次级整流回路共同产生的。图2L1两端电压波形2电路特点图3为准谐振变换器原理图，为进一步提高效率，在激励回路中，插入电流互感器T2，作为BG1的比例电流激励，BG1在导通期间处于准饱和状态，关断损耗可降至最低，同时，电路的控制灵敏度也显著提高，具有开路工作的能力。图3射极激励式准谐振变换器原理图开关变压器不可避免地存在漏感与分布电容，其中分布电容可参予谐振，不形成损耗。D5，C3，R3组成箝位电路，吸收由漏感储能形成的振铃过冲，D5选用低频二极管，利用振铃周期远小于开关管截止时间，这样漏感储能通过D5先转变为C3中的电能，然后C3电能又通过

7、D5（反向导通）返回T1，使T1形成短时正激变换器模式，R3的大小与D5恢复特性有关。这种箝位电路具有削峰和传输漏感储能双重功效。通常，二极管反向恢复问题，是导致开关器件容性开通损耗的主要因素之一。然而在本电路中，通过精心设计，巧妙地利用二极管反向恢复特性来消除开关器件容性开通损耗，其特点是：不需要辅助换相电路和磁性缓冲器件；利用谐振实现换相与负载无关，可开路工作；变换器效率和开关器件的利用率（参考文献3）均大于传统RCC型变换器，在TonToff时（标准输入电压），开关器件的电压、电流应力的乘积最小，从而扩大了功率处理能力。该变换器的主要数据为：BG1为2SD1403，其Vi300 V，Vo

8、125 V，Po250 W， fs30 kHz，变换器效率大于93，在传统的RCC型变换器中，2SD1403开关管仅用于输出功率为50 W的电路中（如三洋18英寸彩色电视机），由此可见，该变换器将开关管的功率处理能力提高了5倍。准谐振变换器，工作于零电压开通，大电流关断模式，C1容量越大，电压缓升作用就越明显，考虑到开关管基极的跟踪性，L1和C1的谐振时间是相对固定的（占开关周期的1015），这样L1的取值就有限制，若输出功率小于300 W，用桥式整流方式，以保证L1的取值较小，若输出功率大于300 W，应选用倍压整流方式（Vi 600 V），由于BG1集电极电流比桥式整流方式减半，进一步提高了效率。3结论通过对电路和磁路参数的统一设计，灵活应用半导体器件的非理想特性，实现了无损耗谐振和传输漏感储能。这一特性的发现，使RCC型变换器的功率处理能力，突破了传统概念上的限