大功率通信电源开关设计与仿真

1、目录一 国内外开关电源的发展现状二 控制策略和控制电路设计三 稳态分析四 参数设计及元器件的选择五 仿真结果七遇到的问题及解决方案1、 国内外开关电源的发展现状现代社会各个方面都离不开现代化的通信。而任何一种现代通信设备如程控交换机、光通信、无线通信等，一刻都离不开电。通信电源是确保通信系统正常运行的关键设备，是整个电信网的“心脏”。通信电源是整个电信网的重要组成部分，电源设备质量的优劣，决定着整个电信网能否安全稳定的运行。通信电源分为一次电源和二次电源两大类。一次电源将交流电转换成稳定的直流电接入通信设备；而二次电源一般位于通信设备内部，将一次电源的直流电转换成多种电压值的稳定直流电以供通信

2、设备内部各部分使用。自20世纪50年代美国宇航局以小型化、重量轻为目标为搭载火箭开发开关电源以来，在近半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展时期。开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。由于功率器件的发展与应用，使得开关电源功耗小、效率高、重量轻、体积小的优点。另外，由于功耗小，机

3、内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。随着开关电源的发展，它的高频化成为电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化，另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。21世纪开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面。小型化、薄型化、轻量化、高频化。高可靠性。低噪声。采用计算机辅助和控制。1.1 国外开关电源的发展现状自20世纪90年代以来，随着通信用开关电源技术的广泛应用和不断深入，许多新的领域和新的要求对开关电源提出了更新更高的挑战。开关电源的输入

4、要求变得更严格了；输出则派生出许多特殊的应用领域，研制和开发的难度变得更大了。正是由于外界的这些要求推动了两个开关电源的分支技术一直成为当今电力电子的研究课题，即有源功率因数校正技术和低压大电流高功率DC/DC变换技术。另外由于技术性能和要求的提高使得许多相关技术课题的研究，例如EMI技术、PCB Layout问题、热理论的分析、集成磁技术、新型电容技术、新型功率器件技术、新型控制以及结构和工艺等正在迅速增加。对于开关电源电路器件诸如半导体器件、新型变压器、超容电容器的发展，欧美国家一直都处于世界领先水平。例如美国的麦克韦尔公司开发生产的具有广泛使用范围的超容电容器单元和组件，单元容量小到10

5、F，大到2700F，可以方便地串联组合成高压组件或并联组合成高能量存储组件，一直保持着超容电容器技术的世界领先地位。开关电源的发展方向是模块化、集成化和智能化。近几年来具有各种控制功能的专用芯片发展很迅速，如功率因数校正（PFC）电路用的控制芯片，软开关控制用的ZVS、ZCS芯片，移相全桥用的ZCT、PWM专用控制芯片，并联均流控制芯片以及电流反馈控制芯片等。功率半导体器件则有功率集成电路（Power IC）和IPM。IPM以IGBT作为功率开关，将控制、驱动、保护、检测电路一起封装在一个模块内。由于外部接线、焊点减少，可靠性显著提高。集成化、模块化使电源产品体积更小、可靠性更高，给应用带来极

6、大方便。低压大电流高功率DC/DC变换技术，已从前些年的3.3V降至现在的1.0V左右，电流目前已可达到几十安至几百安。同时，电源的输出指标，如纹波、精度、效率、欠冲、过冲等技术指标也得到进一步的提高。随着开关电源性能的提高，实际工作中人们对开关电源的要求也愈来愈高，提出了应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化等新型概念，新一代电源的技术含量大大提高，使之更加可靠、稳定、高效、小型、安全。在高频化方面，为提高开关频率并克服一般的PWM和准谐振、多谐振变换器的缺点，又开发了相移脉宽调制零电压开关（PS PWM ZVS，Phase Shift Pulse Width

7、 Modulation Zero Voltage Switch）（零电流）谐振变换器，这种电路克服了 PWM 方式硬开关造成的较大的开关损耗的缺点，又实现了恒频工作，克服了准谐振和多谐振变换器工作频率变化及电压、电流幅度大的缺点。采用这种工作原理，大大减小了开关管的损耗，不但提高了效率也提高了工作频率，减小了体积，更重要的是降低了变换电路对分布参数的敏感性，拓宽了开关器件的安全工作区，在一定程度上降低了对器件的要求，从而显著提高了开关电源的可靠性。目前，美国、挪威、新西兰、英国、法国等不少国家已经采用VMOS， IGBT研制出工作频率为 1MHz，效率达93，可靠性显著提高的DC/DC变换器用

8、于通信电源。在发达国家中，目前通信电源都实现了集中监控。监控由监控模块（置于电源机架内）的RS232 接口PC计算机和相应的软件完成。监控模块可实时监测电源各部分的电压、电流等参数，PC计算机可定时巡检各台电源的运行参数，并能执行开关和控制，实现了遥测、遥控、遥信、遥调四遥功能，使程控机房实现了无人值守。1.2 国内开关电源的发展现状国内开关电源技术的发展，基本上起源于20世纪70年代末和80年代初。当时引进的开关电源技术在一些高等院校和科研院所停留在试验开发和教学阶段。20世纪80年代中期开关电源产品开始推广和应用，该时期开关电源的特点是采用20KHz，PWM调制技术，效率可达65%70%。

9、经过20多年的不断发展，开关电源技术有了重大进步和突破。新型功率器件的开发促进了开关电源的高频化，功率MOSFET和IGBT可使中小型开关电源工作频率达到400KHz，（AC/DC）或1MHz（DC/DC）；软开关技术使高频开关电源的实现有了可能，不仅减少了电源的体积和重量，而且提高了电源的效率，国产6kW通信开关电源，采用软开关技术，效率可达93%；控制技术的发展以及专用控制芯片的生产，不仅使电源电路大幅简化，而且使开关电源的动态性能和可靠性大大提高；有源功率因数校正技术（APFC）的开发，提高了AC/DC开关电源的功率因数，既治理了电网的谐波污染，同时又提高了开关电源的整体效率。最近几年来

10、，为了提高开关电源的可靠性，进一步提高转换效率，提高工作频率，减小体积，并降低电磁干扰，在吸收国外最新进展的基础上，开始了准谐振、多谐振开关变换器和相移脉宽调制零电压（零电流）谐振变换器的研究实验工作。尤其是由于后者具有较多的优点，受到了大家的重视，投入了较多的研究力量，取得了一些进展，提高了效率、可靠性，降低了电磁干扰，并已有少量应用，但总的来说仍处于研究探索阶段。在远程集中监控方面，有些地方已采取乡支局电源监控模块（含单片机） 调制解调器（Modem）电话线调制解调器县电信局PC计算机的方案实现了支局电源的远程集中监控和乡支局机房的无人值守。从整体性能看，我国通信电源设备与国外同类产品相比

11、存在一定的差距。主要差距在工作的可靠性、稳定性和技术性能等方面。因此，组织力量研制开发具有自主知识产权、技术含量高的新一代通信电源，对振兴民族工业，提高产品的质量和市场竞争力，提高开发队伍的研究水平都具有重要意义，同时，也会带来显著经济和社会效益。2、研究内容及方案的确定鉴于开关电源在现代社会中的广泛应用，尤其是大功率开关电源在通信系统中的重要地位，本小组根据课程设计要求，通过查阅资料以及对相关内容的分析，确定48V/62.5A大功率通信开关电源的实现方案和各个部分电路的具体设计如下所述。2.1 总体思路及实现方案通常输入的市电为220V交流电压，而我们需要得到的是48V的直流输出，因此需要先

12、将输入的交流电整流成幅值较高的直流电。然后把得到的直流电经过全桥式功率变换器，变换器在PWM控制电路的控制下将直流电转换成高频交流方波，经高频变压器隔离并传输到次级，然后通过高频整流滤波电路将交流方波转换成直流，再经输出滤波电路滤波后得到所需电压稳定的直流电。而在本设计中由于给出的已为530V直流输入，所以我们的设计电路中不需要再考虑整流的情况，直接将直流输入电压经过高频全桥逆变电路，具体原理框图如下图1所示。图1 具体原理框图2.2 各个模块的构成高频全桥逆变模块现代的高频逆变电路多采用全桥移相零电压开关主电路，同时采用软开关技术，因此可以实现大功率低损耗高频逆变。但是考虑到全桥移相电路的复

13、杂性以及设计难度，本小组经研究讨论决定还是采用普通的全桥逆变电路，而高频开关管采用功率开关管，以提高电源可靠性，高频整流管采用肖特基二极管全波整流以提高电源的效率。高频变压器在高频开关电源设计中，高频变压器的设计是一个关键因素，它不仅决定了电源的输出能力，而且直接关系到电源设计的成败。二极管全波整流选择整流二极管首先要考虑流过二极管的电流。计算流过整流二极管的电流及其额定电压，保留一定的裕量。输出LC滤波输出滤波器的设计主要围绕输出纹波指标来考虑。一般情况下，以在最坏的情况下计算的参数为依据来选择滤波电容和滤波电感值。3、控制策略控制电路是开关电源的核心部分，如何合理的设计控制电路是保证开关电

14、源正常有效工作的前提。在现代的开关电源设计中常常用到PWM反馈控制电路，所谓PWM反馈控制电路，就是在开关电源中当输入电压发生波动、电源内部元器件随外部环境的变化其性能参数发生变化、外部负载发生变化或某些突发事件出现时，均会引起输出电压的变化。输出电压的变化经采样后与基准电压相比较产生误差信号，该误差信号再经放大，调节开关电路的控制脉冲的宽度，从而控制开关器件导通和截止的周期，从而达到稳定输出电压。但是由于反馈控制电路设计较为复杂切时间仓促，小组成员在讨论后决定采用占空比固定的方波来控制开关器件的开通与截止，而不采用控制效果更好的PWM反馈控制电路。具体的实现方案如下：主电路及控制电路的设计如

15、下图2所示，开关管V1、V4组成一队桥臂，V2、V3组成另一对桥臂，分别用两个信号控制这两组开关管实现PWM变换。在t0时刻前，假定开关管V1、V4导通，流过变压器初级的电流Ip将功率和能量传递给负载。在t0时刻，V1、V4同时关断，IP由于电感L1的存在，继续流动，给开关管V1、V3、V4结电容充放电直到t1时刻能量耗尽，由于有二极管钳位，开关管被加上正向电压。t2时刻开关管V2、V3导通，IP反向流动，这样即实现了PWM转换。在开关管开通时开关两端有电压而开关中无电流流过，关断时有电流而无电压，即为软开关技术。软开关技术相对于硬开关具有功耗低的明显优势。在本设计中即用到了软开关技术。设计时

16、要求开关切换前电流为0，所以要留足够的时间消耗IP的能量，因此在两组开关切换的时间上要有一定的控制。图2 主电路及控制电路4、稳态分析5、参数设计及元器件的选择开关电源的设计要求：设计要求为输入电压Vin=530V DC；输出电压Vo=48V；输出电流：Io=62.5A；开关频率Fs=50KHz。5.1 功率开关管 V1-V4的选择 如何选择到性能和参数合适的主开关与控制电路直接影响到变换的效果和性能。在全桥脉宽调制型变换器中，功率开关管承受的稳态电压为输入的直流电压。但由于高频变压器的漏感和换向电感以及集电极电路中引线电感的影响，在功率开关管关断时会产生反向尖峰电压，在采用软开关技术后，一般

17、可将反向尖峰电压限制在稳态值的20%以内。另外，考虑到交流电网波动+20%的影响，开关管承受的电压应为：530×120%×0.9×120%=686.88V。考虑到现有器件的情况，在实际应用时，只用到开关管额定电压的90%，这样： VDS=686.88V/0.9=763.2V考虑到交流整流滤波电感可能造成的电压尖峰，功率管的耐压应留有一定的余地，因此，开关功率管的耐压VDS应不小于800V。设高频开关整流模块的效率90%，则输入功率为：Pin=3333W在电网电压波动-10%时，输入全桥变换器的直流电压 Vi为： Vi=530V×（1-10%）×

18、0.9=429.3V假设脉冲占空比最大为D= 0.6，效率为80%，则脉冲电流幅度为： ID=PinVi×1D×80%=.3×160%×80%10.35A考虑到高频变压器次级侧整流二极管反向恢复时间的影响及容性负载引起的开关管开启时产生的电流尖峰，应取ID12A。 除场效应管的漏源额定电压及额定脉冲电流ID两个主要参数外，还应考虑场效应管应具有较低的导通电阻，较大的安全工作区等。综合以上考虑后，我们选择的开关管应该满足：耐压值800V,漏极电流12A。5.2 整流桥二极管D1-D4 考虑交流网波动20%，其上限值取530V×（1+20%）=63

19、6V，其幅值电压可达636×1.414899.3V。由于整流桥中的二极管在承受反向电压时由两只二极管串联承担，因此，选取耐压为450V、电流为20A的整流桥完全可保证安全工作。5.3 高频变压器 变压器的最主要作用是传输能量和电气隔离，电气隔离性能应符合电气安全规则的要求。已知输出功率选择变压器铁芯时，可根据下列数学公式计算。变压器的基本磁学关系式为：E=N1AedBdt×10-8 式（1-1） 式中E为绕组上的瞬时电压（V），N1为该绕组的匝数，Ae为铁芯截面积（cm2）， dB/dt 为磁通密度瞬时变化率（高斯/秒）。根据上式，在 T/2 时间内铁芯磁通密度变化B 为：

20、 B=108N1Ae0t2edt 式（1-2）在全桥变换器中，在V1和V4导通时，edt具有一个正值伏秒面积，为正值增量。在下一个半周V2和V3通时，则绕组的极性反向，edt为负值伏秒面积，为负值增量，与上一半周中的正值增量数值相等，方向相反。在全桥变换器中，当开关管（假设为MOS管）达到饱和时，其压降VDSS为2-3V， 故绕组上的电压约为 Vi-2VDSS，因此，由可得： B=108N1Ae0T2edt=(Vi-2VDSS)T2N1Ae×108=2Bmax 式（1-3）式中 Bmax为对零值磁通密度轴的磁通密度最大偏差值，因而： Ae=Vi-2VDSST4N1Bmax×

21、108=(Vi-2VDSS)4fN1Bmax×108 式（1-4） 由式（1-4）可得：N1=(Vi-2VDSS)4fAeBmax×108 式（1-5）式中Ae为铁芯截面积（cm2），T为工作周期，f为工作频率，N1为初级匝数，Bmax为磁通密度振幅值，Vi为电源电压（V）。设AW为给定铁芯的窗口可绕总面积，AWZ为全部绕组占用窗口的总面积KW=AWZ/AW为绕组占空系数。通常应使KW的值尽可能接近1，以使绕组尽可能多的填满窗口。一般占空系数KW值约为0.75。令AX为初级绕组所占窗口实际的面积，一般次级绕组所占窗口面积与初级绕组相同，即AX=0.5AWZ，因而：AX=0.

22、5AWZ=0.5×KW×AW=0.5×0.75×AW=0.375AW 式（1-6）设AT为初级线圈每匝所占的窗口面积（厘米），IP为初级电流峰值（安），d为初级绕组导线中的峰值电流密度（安/厘米2 ）为IP/AT，N1为初级线圈匝数， 那么： AW=AX0.375=N1AT0.375=N1IP0.375d=2.67N1IPd 式（1-7）式（14）和（17）相乘得到： AeAW=Vi-2VDSS4fN1Bmax×108×2.67N1IPd0.667×108fdBmaxP1 式（1-8）式中，P1为输入初级绕组的功率（W），f

23、为工作频率（Hz），Bmax为工作磁通密度振幅值（GS），Ae为磁芯截面积（cm2），AW为磁芯窗口面积（cm2），d为初级线圈的电流密度(A/cm2)。设变压器、开关管和整流滤波部分的效率为80%，则P1=PO/80%=3000/0.8=3750W。工作频率f为 50KHz。由于频率较高，会引起较大磁损耗，将工作磁通密度振幅值选为较低值1000GS，这样既能降低磁损，也可避免当出现电流尖峰时造成磁芯饱和。考虑到高频率引起的趋肤效应的影响，将 d选为 1A/cm2。根据以上设定，由式（1-8）可得： AeAW0.667×108fdBmaxP1=50.025cm4 式（1-9）因此，在

24、选择变压器磁芯的时候，可以让Ae=10cm2，AW=6cm2。在确定初级线圈匝数时，为避免磁芯饱和，应选输入电压的最大值。根据式（1-9），初级线圈 N1为： N1=(Vimax-2VDSS)4fAeBmax×108=（530-2×3）×1084×50×103×10×1000=26 式（1-10）在确定次级绕组时，应考虑最大占空比D和高频整流管压降Vd及滤波电感的压降，并选取Vi的最小值，次级一半绕组输出的脉冲电压幅值U2m应为： U2m=48+2+0.3d=50.30.862.875V 式（1-11）次级绕组一半的匝数N2

25、由下式给出： N1=N1×U2mUi×80%-2VDSS=26×62.×80%-2×34 式（1-12）综上所述，在实际选择选择变压器时应当考虑变压器的磁芯、磁导率、变比、绕线形式及绕线材料等各方面的因素，确保变换的性能和效果。5.4 换流电感的选择假设允许产生10%的电压降落，则输入电压的最小值为：VinMIN=530*（1-10%）V=477V DC，考虑二极管的开通与截止电压：VON=VOFF=1V。那么：Vin-VON=（530-1）V=529VVo+VOFF=（48+1）V=49V负载电阻为：Ro=Vo/Io=48/62.5=0.76

26、8占空比为0.5根据公式：（Vin-VON）*D*T-N1/N2*（Vo+VOFF）*（1-D）*T=0，即529*0.5=N1/N2*49*0.5解得变压器的变比为：N1/N2=10.811二极管的耐压值为：VR=N2/N1*（Vin-VON）+Vo=48+48=96V，最大电流值为：IFMAX=0.5IoMAX=31.25A功率开关承受的最大电压值：VSW.MAX=Vin+N1/N2*（Vo+VOFF）=530+11*49=1069V。当输入电压为最小电压即VinMIN=530*（1-10%）V=477V DC时，假设占空比为D，则根据公式：（VinMIN-VON）*D*T-N1/N2*（

27、Vo+VOFF）*（1-D）*T=0，即476*D=11*49*（1-D），解得占空比为：D=0.53，所以占空比的范围是0.50.53。假设最大纹波电压为输出电压的1%，VPP=0.48V，则输出纹波电流为ILP=VPP/Ro=0.48/0.768=0.625A，则映射到原边为ILP=ILP*N1/N2=0.625*11=6.875A。由于开关频率为FS=50KHz，所以开关周期为：T=1/50K=（2*10e-5）S。由上述可以算出电感的大小：LM>（Vin-VON）*DMAX*T/ILP=529*0.53*（2*10e-5）/6.875=0.816mH。占空比为0.1算法同上，可得

28、：变比：N1/N2=1.2二极管耐压值：VR=489V，最大电流值为：IFMAX=0.5IoMAX=31.25A功率开关承受的最大电压值：VSW.MAX=589V最大占空比为：DMAX=0.11原边的纹波电流：ILP=0.75A电感：LM=1.55mH占空比为0.9算法同上，可得：变比：N1/N2=97二极管耐压值：VR=54V，最大电流值为：IFMAX=0.5IoMAX=31.25A功率开关承受的最大电压值：VSW.MAX=5283V最大占空比为：DMAX=0.91原边的纹波电流：ILP=60.625A电感：LM=0.159mH变压器原边的L为换向电感有助于右支路无损耗转换，同时还能减少整流二极管存储电荷引起的折射到初级的反向峰值电流。按照理论计算所得的值进行电路参数的选择和波形的仿真，我们发现很难得到满意的结果，于是通过几次的调整和尝试，最后确定换流电感的值为10H如电路中所取。5.5 高频整流二极管的选型研究按照上面的计算，结合我们的设计电路（占空比为0.1），可以确定整流二极管的耐压值为：VR=489V，最大电流值为：IFMAX=0.5IoMAX=62.5×0.5=31.25A5.6 滤波电感的设计和滤波电容的选