USB充电器电路

1、5V-USB充电器电路图,有详细制作步骤USB充电器套件，又名MP3/MP4充电器，输入AC160-240V,50/60Hz,额定输出：DC 5V 250mA（标签贴纸为500mA,如果要长期输出更大电流，请更换Q1为13003）。MP3和MP4在全国范围大量流行，不过作为日常用品的充电器由于直接和220V高压相连，具有故障率较高，容易损坏的特点，特别是买到那些不成熟的产品后，真是苦不看言。最后，受学校老师委托，我们联系到了一款成熟量产的充电器套件，现在一同给广大电子爱好者分享。传输文件进行PCB打样下面是对着实物绘制的电路原理图：（电路板上有多种元件安装方法，安装请与原理图、实物图为准，PC

2、B板上有些元件孔是不要安装的，有些元件要装在别的元件孔上，这点请注意！）说明：为了简化电路，达到学习目地，图中用1欧的电阻F1起到保险丝的作用，用一个二极管D1完成整流作用。接通电源后，C1会有300V左右的直流电压，通过R2给Q1的基极提供电流，Q1的发射极有R1电流检测电阻R1,Q1基极得电后，会经过T1的（3、4）产生集电极电流，并同时在T1的（5、6）（1、2）上产生感应电压，这两个次级绝缘的圈数相同的线圈，其中T1（1、2）输出由D7整流、C5滤波后通过USB座给负载供电；其中T1（5、6）经D6整流、C2滤波后通过IC1（实为4.3V稳压管）、Q2组成取样比较电路，检测输出电压高低

3、；其中T1（5、6）、C3、R4还组成Q1三极管的正反馈电路，让Q1工作在高频振荡，不停的给T1（3、4）开关供电。当负载变轻或者电源电压变高等任何原因导致输出电压升高时，T1（5、6）、IC1取样比较导致Q2导通，Q1基极电流减小，集电极电流减小，负载能力变小，从而导致输出电压降低；当输出电压降低后，Q2取样后又会截止，Q1的负载能力变强，输出电压又会升高；这样起到自动稳压作用。本电路虽然元件少，但是还设计有过流过载短路保护功能。当负载过载或者短路时，Q1的集电极电流大增，而Q1的发射极电阻R1会产生较高的压降，这个过载或者短路产生的高电压会经过R3让Q2饱和导通，从而让Q1截止停止输出防止

4、过载损坏。因此，改变R1的大小，可以改变负载能力，如果要求输出电流小，例如只需要输出5V100MA,可以将R1阻值改大。当然，如果需要输出5V500MA的话，就需要将R1适当改小。注意：R1改小会增加烧坏Q1的可能性，如果需要大电流输出，建议更换13003、13007中大功率管。C4、R5、D5起什么作用呢？T1变压器是电感元件，Q1工作在开关状态，当Q1截止时，会在集电极感应出很高的电压，这个电压可能高达1000伏以上，这会使Q1击穿损坏，现在有了高速开关管D5,这个电压可以给C4充电，吸收这个高压，C4充电后可以立即通过R5放电，这样Q1不会因集电极的高电压击穿损坏了，因此，这三个元件如有

5、开关或者损坏，Q1是非常危险的，分分秒秒都可能会损坏。给的大家收到货后，先熟悉一下电路原理图，分析一下原理，再测量一下各元件，最后再小心来装配。安装注意事项：安装之前请不要急于动手，应先查阅相关的技术资料以及本说明，然后对照原理图，了解印刷电路板、元件清单，并分清各元件，了解各元件的特点、作用、功能，同时核对元件数量。注：Z1、D2、D3、D4,IC1本种组装没有配备，电路板是设计的多用途的，本套件只用到半波整流，只有一个1N4007整流，请大家不要自己多装其它的二极管，参考图中样板做就行了，样板已经测试过是OK的，在工厂做过的朋友就知道，工厂都是按照样板生产的。正确插入元件，按照从低到高、从

6、小到大的顺利安装，极性要符合规定。对于手工安装，元件应分批安装。如此板先电阻二极管三极管电容变压器USB座1、Q1、Q2千万不要装错，Q1应选用耐压500V以上具有开关特性的管子，Q2耐压几十伏就行了，Q2适合选放大特性好的管子，这两种管子的管脚排列可能会不同常规，请以测量为准。2、IC1、D6请千万不要装错，同样是玻璃封装的二极管，一个是4.3V的稳压二极管，一个普通二极管，其中IC1只是PCB板上的符号，二极管只占用两个PCB元件孔。3、1N4007、FR107、1N5819请不装错，1N4007是低频二极管，FR107是高频高压二极管，1N5819是低电压高频肖特基二极管，都是不能装错位

7、置的。（代换关系：FR107可以代替1N4007,反之则不行；而1N5819则不能用其它二极管代替，1N5819的导通电压很低，相当于锗管的导通电压，因此，低电压整流效率很高，如果一定要用其它二极管代替，则出输出功率下载，发热严重，效率变低。）记住：FR104（7）是高频输出整流二极管，1N4007才是电源整流二极管。通电测试线路板：仔细检查线路板安装无误后，要通电试板时，可以在PCB板直接焊一个220V插头线，为了安全起见，请大家先在电源串联一个10W的白炽灯泡，以防止短路或者接错，千万注意安全，还有，元件一不小心就烧坏了，烧坏了需要再买才行。如果安装无误，用万用表可以测得USB1脚和4脚应

8、有5V的电压输出，电源指示灯亮，确认电路板装配无误。传输文件进行PCB打样手机充电器电路220V 交流输入，一端经过一个4007 半波整流，另一端经过一个10 欧的电阻后，由10uF 电容滤波。这个10 欧的电阻用来做保护的，如果后面出现故障等导致过流，那么这个电阻将被烧断，从而避免引起更大的故障。右边的4007、4700pF 电容、82K电阻，构成一个高压吸收电路，当开关管13003 关断时，负责吸收线圈上的感应电压，从而防止高压加到开关管13003 上而导致击穿。13003 为开关管(完整的名应该是MJE13003)，耐压400V，集电极最大电流1.5A，最大集电极功耗为14W，用来控制原

9、边绕组与电源之间的通、断。当原边绕组不停的通断时，就会在开关变压器中形成变化的磁场，从而在次级绕组中产生感应电压。传输文件进行PCB打样LED节能灯电路原理图如图为LED节能灯电路原理图。该灯使用220V电源供电，220V交流电经C1降压电容降压后经全桥整流再通过C2滤波后经限流电阻R3给串联的38颗LED提供恒流电源。LED的额定电流为20mA。三种传感电子电路设计本文设计实现了一种以CC2430为核心的无线传感器网络。其中，传感器模块包括有温湿度传感器SHTll、红外传感器BS520、光照度传感器PGM5506.无线传感器网络系统总体结构无线传感器网络是对周围环境的温度、湿度、光、加速度等

10、信息进行监控和管理的技术。这种无线传感器节点中内置了传感器、传感器控制电路、CPU、无线通信模块、天线、电源装置等，通过Ad-Hoc通信技术，可以与周围的传感器节点一起把数据传输到汇聚节点。本文介绍的无线传感器网络由一个汇聚节点和多个传感器节点组成，通过汇聚节点上传到远程主机。系统的总体结构如图1所示。 图1 系统的总体构成 硬件电路的设计 CC2430是Chipcon公司推出的用来实现嵌入式ZigBee应用的片上系统。CC2430只需要很少的外接元件就可以运行，其内部已集成了大量必要的电路，因此采用较少的外围电路即实现信号的收发功能。图2为CC2430基本电路设计。 图2 CC2480基本电

11、路 图2中C1，C2为22pF的电容，连接32MHz的晶振电路，此石英晶振用于正常工作使用。C3，C4为15pF的电容，连接32.768 kHz的晶振电路，此石英晶振用于休眠时工作，从而降低功耗。C5=O.1F，用于去除一些杂波干扰，防止单片机错误复位。C6C8分别为100 nF，220nF，220 nF，用作滤波，去除杂波干扰使电压更稳定。C9=5.6 pF，电路中非平衡变压器由电容C9和电感L1，L2，L3以及一个PCB微波传输线组成，整个结构满足RF输入/输出匹配电阻(50)的要求，L1，L2，L3分别为8.2nH，22nH，1.8nH.C10，C11，C12，C13，C14为去耦合电容

12、，用于电源滤波，以提高芯片工作的稳定性。偏置电阻器R1，R2分别为43 k，56 k，R1用于为32 MHz晶体振荡器设置精密偏置电流。 由于CC2430芯片具有低功耗的特性，选用2节2 800 mAh的干电池为节点机供电。天线选用外置天线。CC2430与温湿度传感器SHTll，光照度传感器PGM5506，红外传感器BS520连接原理图如图3所示，其中P0.O，P0.1，P0.6，P1.2和P1.3为CC2430的I/O端口。 SHTll采用两线串行线和处理器进行数据通信，SCK数据线负责处理器和SHTll的通讯同步;DATA三态门用于数据的读取。为避免信号冲突，微处理器应驱动DATA在低电平

13、。需要一个外部的上拉电阻将信号提拉至高电平，图3显示CC2430的引脚P1.2用于SCK，P1.3用于DATA. 图3 三种传感器连接原理图 光照度传感器PGM5506实际就是一个光敏电阻，随着周边环境的光量而改变电阻值，从而输入3 V电压受到随着光量而变化的光敏电阻的影响，因而输出电压值改变。在测定输出电压值的LIGHTOUT中，可以根据变化的电压量感知光量。图3显示CC2430的引脚P0.0连接LIGHT OUT.红外传感器BS520，随着红外线的强弱输出A/D也变化，因此CC2430处理器可以根据输入的电流变化量来测定红外线值。图3显示CC2430的引脚PO.1连接INFRARED AD

14、C，通过对无线传感器网络系统的设计和对CC2430的了解，ZigBee技术未来的应用前景被看好。未来的几年里，它将在工业控制、汽车自动化、楼宇自动化、消费电子等多个领域实现应用。 压力传感器信号调节器PGA900设计思路德州仪器(TI)日前推出了业内最高分辨率压力传感器信号调节器PGA900，该款产品提供一个可编程内核，可在很多压力性桥式传感应用中实现灵活线性化和温度补偿，实现了对压力、应力、流量以及液体水平面等条件的快速精确的24位测量。怎样才算一颗好的压力传感器众所周知，传感器信号调节器的主要目的是将前端非线性信号经过处理变为线性输出，线性度的好坏直接决定了精度的高低，它涉及内部ADC量化

15、精度、用于非线性到线性的处理器内核和输出接口(0-5V还是工业类通用的4mA-20mA)等多个因素。此外，集成性对芯片也提出了很高的要求。PGA900不但集成了2个用于高分辨率信号采集的低噪声24位ADC，最大可达到10ppm/的低漂移电压基准可在-40至150工作温度范围内的实现高精度感测。还集成了一个可用来提供高线性模拟输出的14位DAC以及多种输出接口，包括模拟电压、4-20mA电流回路、串行外设接口(SPI)、I2C、通用异步收发器(UART)和单线制接口(OWI)，可为设计人员提供可以针对不同应用需求的选项。此外，PGA900内置的ARMCortex-M0内核使开发人员能够用专有温度

16、与非线性补偿算法设计产品，单线制接口可以在不使用其它线路的情况下，通过电源引脚实现通信、配置和校准，而集成的电源管理电路还可满足3.3V至30V之间的外部电源电压输入需求。解读PGA900设计思路之所以在PGA900内部集成两个24位ADC，TI半导体事业部中国区模拟业务拓展经理朱文斌解释称，一个通道用来采集桥式应变片的非线性压力信号，另外一个则是用来做温度的采集。“温度对于压力传感器其实很重要。”他说，曾经有客户做了一些成本较低的压力传感器芯片，由于没有采用温补措施，使得系统油压温度一度达到了150，远远超过60的正常温度，导致关键系统失效。而对于选择Cortex-M0MCU，TI半导体事业

17、部中国区业务拓展总监吴健鸿认为，这是“TI在认真倾听了客户反馈后做出的正确选择。”首先，PGA900只是把24位ADC做一个简单的运算就直接进行输出，M0这种有一点实时控制功能的内核就足够了，如果用M4就有点“大材小用”的感觉；其次，有些客户会有自己的软件IP和算法，采用M0内核，会方便他们在做非线性处理时写进自己的一阶、两阶甚至五阶代码，从而开发出来非常好的从非线性到线性校正的产品。TI在定义怎样做好评估套件方面也颇费了一番工夫，重大改进包括支持30V电压和4mA-20mA电流、多种输入接口等。朱文斌表示，“这些改进对于工业客户而言非常重要。”由于硅应变片、陶器应变片、合金应变片基本都是通过

18、腐蚀、高温工艺加工出来的，一致性不会特别好，某些国内传感器厂商的产品要保证做到每个电阻桥的误差不超过5%都很难。这是因为低成本应变片每个电阻桥的初始误差和温漂差异很大，好的应变片成本又很高，但如果使用前端高精度ADC加M0内核去做补偿，用户对于前端传感器的选择范围就会更宽，甚至可以是一些低成本、廉价的传感器。压力测量是PGA900最大的应用市场，但其实只要前端传感器是桥式应变计(惠斯通电桥)，就都可以用PGA900来处理，包括加速度计、湿度传感器等。“未来几年，工业对传感器的需求会越来越高，在生产或机械手臂里会有几十或几百个传感器。传感器的数据可能需要远程传输。因此，整合MCU可以更方便地收集

19、数据并传输到控制MCU，如C2000。所以，在这个行业，工业自动化特别看好整合的产品。”吴健鸿说。气体传感器PID脉宽恒温控制电路设计1 引言在半导体电阻式气体传感器中，气敏芯体对温度非常敏感，在整个工作环境温度波动范围内温度噪声通常会完全掩盖气体浓度输出的有效信号。另外气体传感器大多利用化学反应性质测量气体浓度，化学性质通常与温度有关，为了获得最佳响应特性，敏感芯体通常需要工作在特定温度，因而为气敏芯体提供恒定的工作温度环境显得非常有意义。在电路设计理论里实现恒温控制的方式有很多，传感器的特殊应用决定了低功耗、高精度、高可靠性的分立模拟电路实现方案非常适合。PID脉宽控制恒温模拟电路具有非常

20、好的控温精度，同时元器件简单且具有可靠的失效率参数，风险可控，非常适合航天产品的设计要求。2 电路框图传感器芯体上面集成了测温电阻与加热电阻，测温电阻能实时监测传感器芯体的当前温度，且反馈到控制电路的输入端，作为温度误差信号的一个输入端，形成闭环控制。 电路框图如图1 所示，测温电路把当前芯体温度值转化为电压值，该值是一个微弱信号值，必须经过高信噪比前置放大电路放 大到合适的电压输出值，再经过系统放大，然后输送给PID 环节进行控制输出，控制输出产生宽度可调脉冲信号驱动加热电路，给传感器芯体加热。传感器当前温度与设定温度温差值越大，误差电压信号越大，经过PID 控制输出脉宽开通时间越长，加热功

21、率越大，反之亦然，从而实现了恒温控制。3.1 温度与加热功率传感器芯体温度与加载在芯体上的正热能与负热能大小有关。若传感器芯体温度维持在环境温度以上，则传感器芯体加载的正热能来自电能，由焦耳定律可以知道若给定电阻R 上加热电流为I，加热时间为T，那么有I2 * R* T 的电能转换成热能; 而传感器芯体加载的负热能可以是传感器芯体与周围环境的温度差而产生的热对流及热传导带来的热能转移。这种正热能与负热能对温度的影响体现为传感器芯体的 加热功率与制冷功率，它们共同决定了传感器芯体的稳定温度。假设传感器芯体工作环境温度为25，传感器芯体气体浓度响应最佳温度为80，因热传导和热 对流损失的负热能为某

22、个可测量值且保持恒定，那么该点环境下芯体温度只与加热功率有关。如上所述，给芯体合适电流，那芯体就可以维持设定点温度，若环境温 度上下波动，芯体加热与制冷的功率随温度发生变化，要使芯体继续维持在设定点温度，只需要调节芯体上电流的大小。在25环境下，实际测得加热功率与芯体 温度的关系如图2 所示，加热功率为0.45W 时芯体即可稳定工作在设定温度80。3.2 温度测量为 了更加准确地测量敏感芯体温度场的温度，在氢敏芯体上集成了一个测温电阻与一个加热电阻。测温电阻、加热电阻和氢敏电阻版图设计经过温度场仿真实现最佳耦 合。因而测温电阻能真实反映氢敏电阻当前工作温度。测温电阻材料采用高纯铂电阻镀膜而成，

23、实际测试的测温电阻温度特性如图3 所示，从图中可以看出测温电阻具有良好的温度线性关系。该测温电阻的温度系数因为采用薄膜沉积工艺制备，温度系数没有标准PT100 大，但并不影响使用。 电阻经过测温电桥检测，输出反映温度的电压信号。这个信号在控制区域非常微弱，为了提高温度测量精度，采用四线制检测电路，减少测温铂电阻引线长度与铂电阻通电电流对温度测量的影响。3.3 温度控制环路通常温度系统是大惯性系统，具有较大的滞后性，往往需要具有超前调节的微分环节。气体传感器芯体体积很小，无论是加热还是制冷，芯体对温度都有快速响应，采用比例积分控制就可以获得不错的效果。3.3.1 比例环节比例环节具有快速调节能力

24、，比例系数越大静差越小，过大容易震荡。电路如图4 所示，其增益为 - RP1 /RP2，试验测试比例系数为- 4 时控制效果较好。 3.3.2 积分环节积 分环节可以消除系统静差，当系统有稳态误差时，积分环节的输出会持续增大使得控制作用加强，从而减小稳态误差。积分系数越小，积分作用越明显，控制精度越 高。积分电路如图5 所示，其增益为 1 /RI1 * CI1 * S，其中S 为拉式算子。经调整时间常数RI1CI1为4.7s 比较合适。采用PWM 通断控制模式，能最大化利用加热功率。在导通瞬间，加热电压完全加载在加热电阻上，电流峰值会比较大，因此需要控制加热电阻合适的阻值。另外PWM 控制存在

25、完全导通的情况，虽然在本电路应用中不会带来坏的影响，但是为了调整最大加热功率以达到控制最大加热温度的目的，在PID 输出环节采用稳压二极管，控制PID 输出电压的幅度，保证PWM 能够输出一定宽度的死区。3.3.3 微分电路微分环境对输入快速变化的情况具有较大的反应输出，能提高控温系统对环境温度波动的快速响应能力。微分环节具有超前调节的作用，具体电路如图6 所示。 3.3.4 PWM 产生电路PWM 电路采用简单分立器件搭建，具体电路如图7 所示，主要构成有比较器产生限阈值翻转波形，然后经过积分电路充放电产生标准锯齿波，锯齿波在与PID 环节输出电压比较，产生脉宽随温度误差调整的波形，该波形输

26、出给驱动加热电路。 4 实验结果样 机进行了稳定动态过程的短时间测试和稳定点长时间测试。短时间测试样机温度曲线如图8 所示，其中可以看出样机到达温度设定点90% 的时间非常短，大概为120s，整体控温精度在0.15以内。当环境温度波动时控温点会随着扰动，很快就能回到设定的温度值，动态响应非常快. 样机控温效果稳定点长时间监测曲线如图9 所示，从该图可知整体控温精度在0.15以内更加明显，说明样机电路控温点不会随时间飘移，也不随环境缓慢变化的温度波动漂移。5 结束语PID 脉宽温度控制电路，所用元器件较少，调节简单，控制精度可以达到±0.15，完全满足气体传感器应用需求。在可行性、可靠

27、性、安全性方面特别适合航天产品的需求，可在气体传感器中应用推广。 无位置传感器的直流无刷电机控制系统设计与实现引言传统上把具有梯形波反电势的永磁同步电机称为直流无刷电机。直流无刷电机的转矩控制需要转子位置信息来实现有效的定子电流控制。而且，对于转速控制，也需要速度信号，使用位置传感器是直流无刷电机矢量控制的基础，但是，位置传感器的存在也给直流无刷电机的应用带来很多的缺陷与不便：首先，位置传感器会增加电机的体积和成本;其次，连线众多的位置传感器会降低电机运行的可靠性，即便是现在应用最多的霍尔传感器，也存在一定程度的磁不敏感区;再次，在某些恶劣的工作环境、例如在密封的空调压缩机中，由于制冷剂的强腐

28、蚀性，常规的位置传感器根本无法使用;最后，传感器的安装精度还会影响电机的运行性能，增加了生产的工艺难度。无位置传感器控制技术是近30年来无刷直流电机(BLDCM)研究的一个重要方向。论述了国内外BLDCM无位置传感器控制的研究现状。着重介绍了目前应用和研究较多的几种常规方法的基本原理、实现途径、应用场合以及优缺点等，并对它们作了综合分析和比较。无位置传感器控制就是在没有机械式位置传感器的情况下进行的控制。此时，作为逆变器开关换向导通时序信号的转子位置信号仍然是必不可少的，只不过不再由位置传感器来提供，而应该由新的位置信号检测措施来代替，即以提高电路和控制的复杂性来降低电机结构的复杂性。目前，B

29、LDCM无位置传感器控制研究的核心是构架转子位置信号检测电路，从软硬件两方面间接获得可靠的转子位置信号，从而触发导通相应的功率器件，驱动电机运转。到目前为止，在众多的位置信号检测方法中，应用和研究较多的主要有定子电感法、速度无关位置函数法、反电势法、基波电势换向法和状态观测器法等。1基于反电势的转子位置检测方案无刷直流电机(BushlessDCMotor，BLDCM)具有无换向火花、运行可靠、维护方便、结构简单等优点，因而在很多场合得到了广泛应用。但是传统的BLDCM需要一个附加的位置传感器来控制转子位置，这给其应用带来了很多不利的影响。BLDCM的无位置传感器控制在近30年中一直是国内外较为

30、热门的研究课题1。目前，对于BLDCM的无位置传感器控制，针对不同的性能要求和应用场合，人们已经提出了多种不同的控制理论和实现方法，例如定子电感法、速度无关位置函数法、反电势法、基波电势换向法、状态观测器法等。本文在简要论述BLDCM无位置传感器控制研究现状的基础上，详细介绍了目前应用和研究较多的几类方法的基本原理、实现途径、应用场合及优缺点。当电机速度大于零时，每个电周期内某相反电势为零的位置只有两个，可以从图1所示通过过零点时反电势的斜率来区分这些位置，每一段对应电周期内的60°区间。换向发生在每一段的边界处，反电势过零点和需要换向的位置之间有30°的偏移，需要对其进行

31、补偿。 图1反电势过零点在任一时刻只有两相通电，且流经这两相的电流相反，图2所示为W相用于反电势检测时的情况。当U相内流经正向电流(定义为流向星型连接中心点的电流)，V相内流经负相电流时，对应图1中区间6Q和1Q时，此置位的1动作。假设通电相的两端总是对称地分别连接到DC电源地两个端点上，则星型连接中心点的电压总是1/2VDC，与加在这两个通电相绕组上的电压极性无关。 图2 W相用于反电势检测上述方法很容易通过硬件实现，即通过分压电路对三相的端电压和VDC分别进行采样，并将采样值送入比较器的比较端口，得到的过零点时刻即为1/2VDC的时刻。使用一个可用的定某相反电势经过时器

32、测量60°(即两次反电势过零点之间)的时间。2DSP控制方案的系统实现2.1TMS320LF240x芯片简介TMS320LF240x系列DSP是TI公司为满足大范围的数字电动机控制(DMC)应用而设计的。该芯片具有高性能的16位定点DSP内核，采用改进的哈佛总线结构，具有专门的硬件乘法器，采用流水线操作，具有30MIPS的处理能力，大多数指令在单周期内即可执行完成。TMS320LF240x可以实现用软件取代模拟器件，完成复杂的控制算法，方便地修改控制策略，修正控制参数，能满足无传感器直流无刷电机控制系统对实时控制的要求。2.2DSP控制系统的硬件实现DSP系统由TMS320LF240

33、7A与仿真口(JTAG)等外围电路构成。DSP内部已有32K字的FlashROM，但为了调试的方便(FlashROM中的程序不能设置断点，且需专门的下载程序)，外加了程序RAM，在程序经多次调试，成熟可靠时可写人内部的FlashROM，通过设置相应的跳线，DSP复位时即可从内部的FlashROM来执行程序。DSP片上有544字的双口RAM(DARAM)，全部配置到数据空间，将程序中频繁存取的变量分配到这部分双口RAM中，以提高处理的速度。DSP片上还有2K字的单口RAM(SARAM)配置到数据空间，也用来存放临时变量。图3是根据前述控制原理设计的基于DSP的直流无刷电机控制系统。该系统主要由直

34、流无刷电机、功率变换器电路、电机转子位置检测电路、各种保护电路以及以TMS320LF240x为核心的数字控制器等构成，其中功率变换器电路由整流滤波电路、逆变器电路(IPM功率模块)和相应的保护电路组成。 图3DSP控制系统逆变器电路中的IPM模块集成了多种保护功能，如过电压保护、欠电压保护以及过流保护等，当达到保护阈值时，IPM模块通过FO引脚输出一个低电平信号，并将此低电平信号送入DSP的PDPINTx引脚，触发功率驱动保护中断，将所有PWM输出引脚设置为高阻态，以此来关断驱动信号，起到保护电路的作用。转子位置检测电路采用1/2电压采样法来实现，对电机的三相端电压及直流母线电压分别

35、进行采样，并将采样结果送入比较器进行比较，从而得到过零点的时刻，其结果送入DSP的捕捉端口中。2.3DSP控制系统的软件设计本控制系统采用速度、电流双闭环的控制结构。由于采用了面向电机控制的高速DSP，无论是速度环的设计，还是电流环的实现，以及各种反馈信号的处理和PWM控制信号的产生，均采用了数字信号处理技术，用软件实现硬件电路的功能，完成直流无刷电机的实时控制。控制系统的软件设计主要包括DSP初始化程序和电机控制程序两部分。DSP初始化程序主要完成系统时钟的设定，中断向量的定义，I/O端口的初始化，控制寄存器的设置以及各功能模块的初始化等;电机控制程序主要负责电机的启动控制、速度电流双闭环控

36、制、系统监控和故障处理等，因此电机控制程序包括启动子程序、电流和位置检测中断服务子程序、速度控制子程序、电流控制子程序、PWM调制子程序以及系统监控和故障处理子程序等。进行各种反馈信号的检测是构成双闭环控制的前提。位置信号、电流信号的检测分别由位置检测中断服务程序和电流检测中断服务程序来实现，转速的检测通过软件计算间接获得。为了提高系统的动态性能和稳态精度。其控制环路简图如图4所示。 图4电流和速度控制环路PWM调制子程序根据检测到的转子位置信号和电流信号通过事件管理器(EV)产生PWM调制信号。通过定时器控制寄存器TxCON中的位模式将通用定时器的计数模式设置为连续增/减计数模式以

37、产生对称的PWM波形。详解TVS管在保护电路中的应用在实际的电路中，如图所示，在DC input的时候，有时由于供电环境的变化会带来一些瞬时脉冲。而要消除瞬时脉冲对器件损害的最好办法，就是将瞬时电流从敏感器件引到地，一般具体做法是将TVS在线路板上与被保护线路并联。这样，当瞬时电压超过电路正常工作电压后，TVS将发生雪崩击穿，从而提供给瞬时电流一个超低阻抗的通路，其结果是瞬时电流通过TVS被短路到GND，从而避开被保护器件，并且在电压恢复正常值之前使被保护回路一直保持截止电压。而当瞬时脉冲结束以后，TVS二极管再自动恢复至高阻状态，整个回路又回到正常电压状态。 典型的电路拓扑 本文主要讲述通过

38、在热插拔电路保护和汽车电源线保护中典型应用电路的实例，详细探讨如何正确应用TVS管SMBJ5.0CA和如何使其应用效果达到最佳。SMBJ5.0CA具有15KV空气放电和30KV接触放电的ESD防护等级，小于1ps的响应速率、600w的10/1000us、duty小于0.01%的尖峰能量浪涌能量容量，并且反向工作电压为5V，65A下的钳位电压为9V，这些主要的电气特性使其非常适合在接口保护中。 在智能仪表行业里一般采用RS-485通讯。下图所示为RS-485通讯接口的典型应用。在保护RS-485接口不被静电或者浪涌损坏通常用SMBJ5.0CA来做接口保护如下图3所示，当静电或者浪涌电压高于5V时

39、，SMBJ5.0CA会开始动作，将电压钳位在很低的位置，如果电流超过了峰值电流IPP话，最终电压会被钳位在9V左右，从而保护了后一级的器件不被损坏。 RS-485接口保护电路 集成运放对外界电应力非常敏感。因此，在使用运放的过程中，如果因操作失误或采取了不正常的工作条件，往往会出现过大的电压或电流，特别是浪涌和静电脉冲，从而很容易使运放受损或失效。5V输出的直流稳压电源，在其稳压输出端加上SMBJ5.0CA，可以保护使用该电源的仪器设备，同时还可以吸收电路中晶体管的集电极到发射极间的峰值电压，从而保护晶体管。因此建议在每个稳压源的输出端增加一个SMBJ5.0CA管，这样可以大幅度地提高整机的可

40、靠性。 运放的输出级保护 直流稳压电源的输出级保护 基于I2C总线图像传感器配置的FPGA实现基于FPGA 的嵌入式图像检测系统因其快速的处理能力和灵活的编程设计使得它在工业现场的应用非常广泛，通常这些系统都是通过采集图像数据流并对它实时处理得到所需的特征信息。图像数据的获取是整个系统的第一步，作为整个系统的最前端，它决定了原始数据的质量，是整个系统成功的关键。CMOS 图像传感器采用CMOS 工艺，可以将图像采集单元和信号处理单元集成到同一块芯片上，因而在集成度、功耗、成本上具有很大优势，这使得它在嵌入式图像处理领域的运用越来越多。CMOS 图像传感器芯片大都把 I2C 总线的一个子集作为控

41、制接口，用户可以很方便地对芯片进行编程操作，根据设计要求的不同配置图像传感器内部寄存器数据，以获取期望的图像。本文以Aptina 公司的MT9P031 图像传感器为例，用Verilog 硬件描述语言设计了I2C 总线的接口电路，以FPGA 作为核心控制器实现了对MT9P031 初始化操作，不仅验证了I2C 总线的配置效果，得到了理想的图像数据，还为后续线结构光图像的处理系统奠定了基础。I2C 总线协议及MT9P031 配置过程介绍1.1 I2C 总线协议I2C(Inter-Integrated Circuit Bus) 总线是由PHILIPS 公司开发的两线式用于芯片之间连接的总线，由于其接口

42、线少，控制方式简单，通信速率较高等特点，在单片机、串行EEPROM 等器件中有着广泛的使用。I2C 总线用两根信号线来进行数据传输，一根为串行数据（SDA, Serial Data），另一根为串行时钟线（SCL, Serial Clock）。若干兼容器件（如存储器、A/D、D/A、LCD 驱动器等）可以共享I2C 总线。I2C 总线上所有器件依靠SDA 发送的地址信号寻址，不需要片选线。任何时刻总线只能由一个主器件控制，各从器件在总线空闲时启动数据传输。1.2 MT9P031 配置时序分析由于检测系统需求的不同，图像传感器可能要工作在不同的模式，因此需要通过外部控制器对其内部寄存器进行读写操作

43、，完成具体的配置。典型的写MT9P031 寄存器时序如图1 所示，起始信号过后，FPGA 先写入设备（即MT9P031）的地址0xBA，然后释放SDATA 数据总线，随后MT9P031 返回一个应答信号ACK，FPGA 获取应答信号后，经过一个时钟周期再传送待配置的寄存器地址0x09，在获取应答信号后再传送16 位的寄存器数据，由于每次只能发送8 位数据，所以这16位的寄存器数据要分两次才能发送完毕，先发送的是高八位数据，后发送的为低八位数据，每发送完一个字节的数据，FPGA均会获取一位的应答信号，然后结束一个传送周期，完成一个寄存器的配置，即IDAddress+ SUB-Address +

44、W-Data 总共32位的数据。重复上述过程可以对不同的寄存器进行不同的参数配置。2 FPGA 模块设计为了实现对图像传感器的正确配置，必须严格按照MT9P031 的配置时序完成设计，本设计中I2C 总线配置模块主要由三个小模块构成，它们分别是I2C_Clock_Generator、I2C_Controller 和Register_Value，各模块之间的连接如图2 所示。I2C_Clock_Generator 主要产生负责产生I2C 串行时钟信号，根据协议数据传输有三种速度模式：正常模式100Kb/s、快速模式400Kb/s、高速模式3.4Mb/s，为了保证配置的准确性和成功率，设计中采用了

45、100Kb/ 的速度模式，即SCLK 的频率为100KHz，因为FPGA 外部输入的时钟为50MHz，所以需要对其分频获得。同时该模块还负责产生数据传输有效信号，保证SDAT 的改变发生在SCLK 的低电平时段。Register_Value 其实一个查找表，负责保存MT9P031 内部需要配置的寄存器地址和数据，查找表内数据的位数都是24bit，单独作为一个模块的目的是为了方便用户改变配置数据，决定图像传感器的不同工作状态。I2C_Controller 是图像传感器配置设计的核心模块，主要完成了启停命令产生、字节发送和读取、应答信号采集等功能。同时，I2C_Controller 模块还产生I2

46、C读写时序，由状态机严格按照I2C 协议实现，将Register Value 部分送出的24 位操作码I2C_DAT 转化成为正确的I2C 时序。一个寄存器的数据传输完成后，模块还将判断寄存器配置数据是否发送顺利，如果一切正常，LUT_INDEX 信号会自动加一，控制Register Value 查找表产生下一个寄存器的地址和数据。3 I2C 接口的仿真及调试为了验证MT9P031 配置过程中I2C时序的正确性，本设计在Modelsim Se10.1c 版软件平台中对整个模块进行了功能仿真，在Test bench 中模拟了50MHz 控制时钟以及复位信号，观察最终输出端的波形情况。图3 是对M

47、T9P031 的寄存器地址0x00 进行读操作的仿真波形图，图4是对寄存器地址0x01 写入0x01EA 的仿真波形图。4 总结基于I2C总线的图像传感器配置在视频图像采集处理系统中非常普遍，本设计结合了FPGA 的可编程特性，采用模块化的方法设计方法完成了I2C 配置电路的设计，详细介绍了各个模块的设计流程和实现方式，最后对整个设计进行了仿真，验证了设计的正确性。综合调试后占用资源极小，可靠性高，而且利用Verilog 硬件描述语言的设计使得可移植性很强，具有广泛的应用价值。基于CAN总线的温度测量节点设计引言CAN是Controller Area Network的缩写，即控制器局部网，通常

48、称为CAN bus（CAN总线），是一种支持分布式控制的串行通信协议。CAN最初出现在汽车工业中，是20世纪80年代德国Boech公司为汽车的监控、控制系统而设计的，主要是解决汽车中的电子控制装置之间的通信，减少不断增加的信号线。CAN总线的直接通信距离最远可以达到10 km，此时通信速率为5 kbps以下；而通信速率最高可达1 Mbps，此时通信距离长为40 m。同时CAN总线的通信媒介采用双绞线或光纤，选择灵活，其结构较简单，总线接口芯片支持8位、16位的CPU。由于CAN总线采用短帧结构，在标准格式中，短帧的字节数为8个，因此传输时间短，受干扰的概率低，重新发数据帧的时间短，并且每帧信息

49、都有CBC校验及其他检错措施，这样可以保证极低的数据出错率。CAN总线上的节点在错误严重时，可以自动关闭总线的功能，使总线上的其它操作不受到影响。由于CAN总线的数据通信具有卓越的特性及极高的可靠性，因而非常适合工业过程监控设备互连，也是最有前途的现场总线之一。由于CAN总线的特点，使得其广泛地应用于电力、航空航天、治金、交通工具、机器人、医疗设备、环境监控和家用电器等众多领域。本文提出基于CAN总线的温度测量节点的设计。1 系统总体结构设计根据系统的设计要求，其总体设计结构如图1所示。整个系统由主站节点、分布式温度测量节点两部分组成。由于基于CAN总线的温度测量节点是一种分布式、实时的通信系

50、统，可采用主从方式通信，其特点就是系统中任一节点设一为主站节点，其余均为从站节点，主站节点通过CAN总线与各个从站节点进行通信。我们只需设一个主站节点作为主监控器，以点对点方式进行通信，其余的从站均为各个温度测量节点。各个节点都通过CAN总线实现信号数据的连接，各个温度测量节点具有较强的独立性，具有工作可靠性、性能稳定、测量精确、安装调试方便、造价低廉等特点。图1 分布式温度测量节点结构框图2 温度测量节点的硬件电路设计CAN总线温度测量节点主要任务是温度采集与CAN通信，其硬件结构框图如图2所示。硬件电路由微处理器STC89C52、总线控制器SJA10 00、总线驱动器PCA82CS0和传感

51、器DS18B20四个部份组成。微处理器负责对SJA1000和DS18B20进行初始化，通过总线控制器SJA1000实现数据的接收和发送等通信任务。图2 温度测量节点硬件电路结构框图2.1 温度传感器DS18B20DS18B20是美国DALLAS公司推出的第一片支持“一线总线”接口的温度传感器，该传感器只需一个端口引脚进行通信，就可以实现多点分布的应用，具有低功耗、高性能、抗干扰强等优点。其传感器的特性为：（1）温度测量范围宽，能测到-55125的温度，在-10+85时精度为正负0.5。（2）提供912位的测量分辩率，对应的温度精度分别为0.5、0.25、0.125和0.0625，实现了高精度的

52、测量。（3）接口方式独特，仅需一条信号线就可以实现与微处理器的双向通信。（4）测量出的温度能直接转化成串行数字信号供CPU处理，同时还传送CRC校验码，具有很强的抗干扰纠错能力。温度传感器的电路设计由单片机的引脚P3.5与传感器DS18B20的DQ脚相连，实现微处理器与传感器的双向数据的通信。同时DQ单总线外接一4.7 k的上拉电阻。温度传感器的电路图如图3所示。图3 温度传感器电路2.2 CAN通信电路的设计CAN通信电路是整个系统实现通信的关键部分，系统中各个节点和节点控制器是通过CAN通信电路接入CAN总线网络上的，实现信号数据的传输。CAN通信电路采用STC89C52处理器、PHILI

53、PS公司的总线控制器SJA1000、NXP公司的总线收发器82C250和高速光电耦合器6N137等器件组成。在CAN通信电路中微处理器负责对SJA1000进行初始化，各信号通过CAN总线控制器实现信号数据的接收和发送等通信任务。同时为了增加CAN总线节点的抗干扰能力，更好地实现了总线上各CAN节点间的电气隔离，SJA1000的TX和RX引脚通过连接光耦6N137后再与总线收发器PCA82C250相连，总线收发器82C250的TXD和RXD分别接光耦6N137的输出OUT和输入IN端，再通过具有差动发送和接收功能的总线终端CAN_H和CAN_L连接入总线电缆中，完成通信的传输。3 温度测量节点的

54、软件设计温度测量节点的软件设计包括CAN总线初始化、发送子程序及中断接收程序软件设计和温度传感器DS18B20的程序设计。其节点流程图如图4所示。3.1 CAN初始化程序CAN初始化即初始化CAN节点。要保证通信正确可靠则必须先对控制器SJA1000进行初始化参数设置。初始化设置是通过微处理器对SJA1 000的寄存器进行初始化，这些初始化包括控制寄存器的配置、命令寄存器的配置、状态寄存器的配置、中断管理寄存器的设置、总线定时寄存器的配置、输出控制寄存器的设置以及时钟分频寄存器的设置等。系统上电后，对CAN初始化只有在复位模式下才可以开始，初始化设置完成后，CAN控制器就可以回到工作状态，即进

55、入工作模式，执行正常的通信任务。CAN控制器初始化流程图如图5所示。图5 CAN 控制器初始化流程图3.2 CAN通信电路程序CAN总线节点要完成通信任务则还必须包括发送子程序及中断接收程序。发送子程序负责各节点报文的发送任务。发送时只需将待发送的数据信息按特定的格式组合成一帧报文，送入CAN控制器SJA1000的发送缓冲器中，启动SJA1000发送即可完成发送报文任务。在向SJA1000发送缓冲器发送报文之前，可先做一些判断，判断其是否正在接收数据、先前发送是否成功以及发送缓冲器是否锁定等等，以确保数据发送的可靠性。中断接收程序主要是负责节点报文的接收以及其它中断情况的处理。当进入中断后要进

56、行是否有数据的判断，以防干扰误中断。3.3 温度传感器的程序设计温度测量节点电路上电后也要进行初始化设置，初始化完成后，温度测量节点中的温度传感器对采集到的数据信息实时处理、现场数据实时显示，并判断采集的信息是否超过正常值，如出现异常，则报警提示并通过CAN通信电路进行通信。4 结束语本设计应用性很强，在实际应用中表明，其温度测量的精度和稳定性都得到很好的提高，准确地反应了工作状况和实际状况，达到了预期目标。FPGA在智能压力传感器系统中的应用设计引 言传统气体压力测量仪器的传感器部分与数据采集系统是分离的，抗干扰的能力较差，并且通常被测对象的压力变化较快。因此不仅要求系统具有较快的数据吞吐速

57、率，而且要能够适应复杂多变的工业环境，具有较好抗干扰性能、自我检测和数据传输的功能。在此，利用FPGA具有扩展灵活，可实现片上系统(SoC)，同时具有多种IP核可供使用等优点，设计了能够控制多路模拟开关、AD转换、快速数据处理与传输、误差校正、温度补偿的智能传感器系统；同时将传感器与数据采集处理控制系统集成在一起，使系统更加紧凑，提高了系统适应工业现场的能力。1 系统性能及元器件11 智能传感器系统性能要求传感器压力测量范围：05 MPa；系统精度：±01FS；1通道模拟电压输入(压力信号)大于250 sampies通道s；采用串行RS 232C接口输出。12 系统主要元器件及性能根据系统的精度指标的要求选择器件：FPGA芯片 选用Altera的CycloneEP2C5，其逻辑单