一种新颖的升压型电压调整器_两相交错并联耦合电感BOOST变换器

1、第26卷 第9期 2006年5月 中 国 电 机 工 程 学 报Proceedings of the CSEE V ol.26 No.9 May 2006(2006 09-0094-05 中图分类号：TM624 文献标识码：A 学科分类号：470.40 文章编号：0258-8013一种新颖的升压型电压调整器两相交错并联耦合电感BOOST 变换器胡庆波，瞿 博，吕征宇(浙江大学电力电子国家专业实验室，浙江省 杭州市 310027A Novel Step-up VRMTwo-phase Interleaved Coupled-boost ConverterHU Qing-bo，QU Bo，L

2、20; Zheng-yu（National Key Laboratory of Power Electronics，Zhejiang University，Zhejiang Province，Hangzhou 310027，China ） ABSTRACT: The natural life of battery cell is longer than battery group used in series, but battery cell voltage is so low. As for this problem, this paper introduces a step-up cir

3、cuit, named two-phase interleaved coupled-Boost converter, and different output voltage can be acquired by changing turns ratio of coupled inductor. Two-phase boost converter operates at a very large duty cycle because voltage gain is high. Using coupled-boost topology can extend duty cycle, but it

4、has a huge voltage spike across MOSFET due to inductor energy. This paper proposes a clamping scheme that the power switches of their own channels serve as the active clamping switches for neighbor channels in a two-phase interleaved coupled-boost converter, and only adding a capacitor can realize a

5、ctive clamping function. Both analysis and experiment have shown that it has good effect for restraining spike voltage in a two-phase coupled-boost converter.KEY WORDS: step-up voltage requlator module; interleave; coupled inductor; active clamping circuit摘要：单体蓄电池的使用寿命高于串联使用的蓄电池组，但是单体蓄电池普遍存在电压偏低的问题。

6、针对这一问题选用一种新型的升压电路结构，即两相交错并联耦合电感BOOST 变换器，通过改变耦合电感匝比来获得不同的输出电压。在传统两相交错并联BOOST 变换器中，当输入输出电压增益较高时，电路的占空比调节范围较小。通过采用耦合电感的方法可以扩展电路的占空比，但由于漏感能量的存在会造成开关管上较大的电压尖峰。该文提出一种在两相交错并联耦合电感结构的变换器中利用相邻相开关管作为钳位管的方法，该方法只需增加一个电容元件即可实现电路的有源钳位功能。理论分析和实验结果均表明该变换器对抑制开关管电压尖峰有很好的效果。基金项目：国家自然科学基金项目(50237030ZD。Project Supported

7、 by National Natural Science Foundation of China(50237030ZD关键词：升压型电压调整器，交错并联，耦合电感，有源钳位0 引言随着蓄电池的大量使用，蓄电池的使用寿命越来越得到人们的关注。目前，蓄电池在使用过程中通常采用串联的工作方式，这种方式下串联组内蓄电池均以同样大小的电流进行充放电。因此，由于单体蓄电池性能的差异，从而蓄电池组内性能较差的电池容易先损坏，通常情况下就使整组蓄电池报废。因此，这个串联使用蓄电池的方法存在大量的能源浪费。而采用单体蓄电池或并联蓄电池的工作方式可以避免上述问题，但是目前单体蓄电池电压偏低，如镍氢蓄电池只有1.2

8、 V ，锂电池3.6 V ，燃料电池2.4 V 。因此如何高效的对单体蓄电池进行能量变换是一个值得研究的问题。目前，从VRM 技术来看，可以从12 V 降到1.2 V ，甚至0.9 V ，其效率可以达到80%。已有文献对VRM 技术中的拓扑改进，控制策略，磁元件的集成等进行了大量的研究，取得了许多成果1-10。本文在借鉴了VRM 技术的基础上提出一种新型升压结构的VRM ，该变换器采用交错并联技术来减少电感电流的纹波脉动，采用耦合电感技术11-15来扩展变换器的占空比。同时，针对耦合电感变换器中存在的电压尖峰问题，本文采用增加电容钳位的方法，在无需增加电路有源开关的前提下，通过相邻相开关管实现

9、电路的有源钳位功能，从而对主管电压尖峰进行抑制，电路简单实用。理论分析和实验结果均表明该变换器在实现升压功能的同时，能对开关管电压尖峰进行有效地抑制。第9期 胡庆波等： 一种新颖的升压型电压调整器两相交错并联耦合电感BOOST 变换器 951 两相交错并联BOOST 变换器1.1 传统两相交错并联BOOST 变换器图1是两相交错并联BOOST 变换器的电路图。通过并联可以减少每路工作电流，并且当占空比为0.5时可以消除输入电流脉动。但是，在本文的应用中，由于输入输出电压增益较大，从而正常工作时电路占空比已经接近于1，因此，在消除电流脉动方面效果不明显。交错并联电路中输入输出电压关系如下：U o

10、 /U b =1/(1D (1 u 于电感和开关管串联，因此当开关管关断时会产生一个巨大的电压尖峰。图3中U S1和U DS 分别是开关管S 1两端的驱动和漏源极(DS 两端电压波形，可以很清楚的看到管子关断时存在很大的电压尖峰。通过增加钳位或吸收电路可以抑制这一尖峰。但是，这需要增加较多的无源或有源器件，同时也增加了变换器的复杂性。10 V /格U S15 V /格oU DSt /µs5 µs/格图3 开关管的驱动和DS 波形Fig. 3 Waveform of power switching图1 两相交错并联BOOST 电路 Fig. 1 Two-phase inter

11、leaved-boost circuit2 电容钳位式交错并联耦合电感BOOST 变换器为了解决上面提到的电压尖峰问题，本文提出了一种采用电容钳位的交错并联耦合电感BOOST 变换器。参照有源钳位的电路结构，可以在每相的主开关管上增加一个钳位电路，如图4所示。每相电路均有一个由电容和MOSFET 组成的有源钳位电路。工作时电容电压恒定，可以当作电压源。钳位管S 5、S 6具有和S 2、S 4相同的驱动脉冲。当主管S 1、S 3关断时，电感能量使S 5、S 6的体二极管导通，从而S 1和S 3DS 间电压为输入电压和钳位电容电压之和，电感能量储存到钳位电容上从而循环利用。由于图4的钳位电路需要每

12、相均增加钳位管和电容，这对于两相交错并联的BOOST 电路来说，需要增加较多的元件，这将使原本复杂的电路更为复杂。因此本文提出一种利用相邻相的开关管来作为钳位管的控制方法，如图5所示。图中S 1、S 3具有两个功能，在作为各自相的主开关外，它们还对相邻相起到了有源钳位的作用，该拓扑在无需增加电路开关元件的前提下实现了每相电路的有源钳位功能。下面来进行电路的稳态分析，电压电流的方向这里把钳位电容电压当作恒压源处理，如图6所示。所有的半导体开关均为理想开关。图7画出了主要的工作波形，图8是各个阶段的等效电路图，其工作过程能简单地描述如下。阶段I （t 0t 1）1.2 耦合电感BOOST 变换器文

13、献15对如何扩展电路占空比进行了研究，可以采用耦合电感的方式来扩展电路占空比。这种方式对原先交错并联的电路修改较少。图2是耦合电感BOOST 电路，这里定义耦合电感的匝比为n =L 2/L 1。 u o图2 两相交错并联耦合电感BOOST 变换器Fig. 2 Two-phase interleaved coupled-boost converter在图2所示的两相交错并联耦合电感BOOST 变换器中，直流增益是占空比D 和耦合电感匝比N Nn =L 2=L 4的函数，表示如下：N L 1N L 3U o /U b =1+nD /(1D (2当D 一定时，可以通过调整n 来获得更高的输出电压。1

14、.3 电压尖峰问题在两相交错并联耦合电感BOOST 电路中，由96 中 国 电 机 工 程 学 报Ug 1,2Ug 3,4U ds 1o 第26卷这一阶段是电感L 5储能，如图8(a所示，S 1、S 4导通，S 2、S 3关断。输入电压通过S 1对L 5储能， L 6通过S 1放出能量，同时L 4通过S 4对输出负载放 U ds 3iL 1 iL 3图4 有源钳位交错并联耦合电感BOOST 变换器Fig. 4 Two-phase interleaved coupled-boost converter with an additional active clamping circuit for

15、each channeloi cU L 51 2 34 5 6图7 变换器的主要工作波形Fig. 7 Key operation waveforms of proposed converter图 Fig. 5 Active clamping circuits formed betweenneighbor channels with a capacitor o 出能量。这一阶段持续到S 1关断，S 2导通为止。阶段II(t 1t 2这一阶段是电感L 5放出能量，如图8(b所示，S 2、S 4导通，S 1、S 3关断。L 5通过S 3的体二极管放出能量，S 1两端的电压为输入电压和电容C 2电压之

16、和，同时L 2、L 5分别通过S 2、S 4对负载放出能量。这一阶段持续到S 3的体二极管关断为止。阶段III(t 2t 3这一阶段是电感L 5储能，如图8(c所示，S 2、S 4导通，S 1、S 3关断。L 2、L 4分别通过S 2、S 4对负载放出能量，输入电压通过L 5、L 6对C 2充电。这一阶段持续到S 3导通为止。阶段IV(t 3t 4图6 变换器的稳态分析图Fig. 6 Simplified converter for steady-state analysis这一阶段是电感L 5放出能量，如图8(d所示，S 2、S 3导通，S 1、S 4关断。电感L 5通过S 3放出能量，输入

17、电压通过S 3对L 6储能，同时L 2通过S 2 56u o o 4534图8 变换器各阶段等效电路Fig. 8 Equivalent circuits of Two-phase coupled-boot converter第9期 胡庆波等： 一种新颖的升压型电压调整器两相交错并联耦合电感BOOST 变换器 97对负载放出能量。这一阶段持续到S 3关断为止。阶段V(t 4t 5 同阶段II 类似，这一阶段是电感L 6放出能量，如图8(e所示，S 2、S 4导通，S 1、S 3关断。L 6通过S 1的体二极管放出能量，S 3两端的电压为输入电压和电容C 2电压之和，同时L 2、L 4分别通过S

18、2、S 4对负载放出能量。这一阶段持续到S 1的体二极管关断为止。阶段VI(t 5t 6 同阶段III 类似，这一阶段是电感L 6储能，如图8(f所示，S 2、S 4导通，S 1、S 3关断。L 2、L 4分别通过S 2、S 4对负载放出能量，输入电压通过L 5、L 6对C 2充电。这一阶段持续到S 1导通为止。下面来推导上述变换器的稳态增益方程，这里考虑电容稳态工作时电压恒定，即U c 2=U b 。下面写出每个状态时电感L 5两端的电压表达式。t 0t 1： U L 5=L 5/(L 1+L 5 U b (3 t 1t 2： U L 5=U d U c 2+(U o U b /n (4 t

19、 2t 3： U L 5=(U o U b /n (5 t 3t 4： U L 5=U c 2+(U o U b /n (6 t 4t 5 U L 5=U d +U b +(U o U b /n (7 t 5t 6 U L 5=(U o U b /n (8形，由于有限的电容值，其电压存在脉动，平均值为输入电压。图13是电感L 1两端的电压波形，图14是当电路占空比为0.25时开关管S 1两端的波形，其中U S1是S 1的驱动波形，U DS 是S 1经电容钳位后DS 两端的电压波形。从图中可以清楚的看出图8所示的6个电路状态。10 V /格U S15 V /格U DSt /µs5 &#

20、181;s/格图9 电容钳位后开关管两端电压波形 Fig. 9 Waveform of power switchingused clamping capacitance10 V /格U S15 V /格U D2t /µs1 µs/格其中，U d 是开关管体二极管的导通压降。因此对电感L 5在一个开关周期内进行电压积分，可以获得表达式U o =L 1/(L 1+L 5 ×nD (1D U b +U b (9 根据上式，当占空比D =0.45，n =3，L 5/L 1= 1/9，主管S 1和S 3的电压应力为U s1=U b +U c 2。图10 电容钳位后开关管两端

21、电压波形 Fig. 10 Waveform of power switchingused clamping capacitance10V /格U S13 实验结果实验中采用两节1.2 V/100 Ah 镍氢蓄电池串联作为输入电压，变换器的控制芯片采用F2407A DSP ，开关管工作频率50 kHz 。电感L 1=L 3= 4.5µHL 2=L 4=40.5µH，C 2=30µF，整个变换器工作在开环方式下，输出占空比0.45，耦合电感匝比n =3。图9所示是S 1两端的电压波形，其中U S1是S 1的驱动波形，U DS 是S 1经电容钳位后DS 两端的电压波形。

22、图10是图9的局部放大，从U DS 中可以看出有一段体二极管导通的时间，这也正是采用电容钳位所必须的。图11是不采用电容钳位时的波形，其中U S1是S 1的驱动波形，U DS 是开关管两端的电压波形，从图中可以看出，开关管两端有很高的电压尖峰。图12是钳位电容两端的电压波10V /格U D2t /µs5µs/格图11 没有电容钳位时开关管两端电压波形 Fig. 11 Waveform of power switchingwithout clamping capacitance10 V /格U St /µs5 µs/格图12 钳位电容两端电压波形Fig.

23、12 Waveform of clamping capacitance98 中 国 电 机 工 程 学 报19(1：210-218第26卷5 V /格6 Abu-Qahouq J A ，Mao Hong，Batarseh INovel control method forU Lmultiphase low-voltage high-current fast-transient VRMsCIEEE PESC02，Caima ，Nath Queersland，Australia ，2002，4：1576-1581 7 Xunwei Zhou ，Wong Pit-Leong，Xu Peng，et a

24、lInvestigation ofcandidate VRM for future microprocessorsJIEEE TransPower Electronics ，15(6：1172-1182t /µs5 µs/格8 Abu-Qahouq J A ，Pongratananukul. N，Batarseh I，et alMultiphasevoltage-mode hysteretic controlled VRM with DSP control and novel current sharingCin Proc IEEE Devices，Circuits and

25、 systems，Chengdu ，Sichuan ，China ，2002，1-760A interleaved 9 Capponi G ，Livreri P，Mocciaro I，et alA 5-V/1.5-V，four-phases voltage regulator module based on a new control techniqueCin Proc. IEEE Circuits and systems，Sydney ，Australia ，2001，948-95110 Yuri Panov，Milan MJovanovic Design consideration for

26、图13 电感L 1两端电压波形Fig. 13 waveform of inductor L 15 V /格U S15 V /格U DS12-V/1.5-V，50A voltage regulator modulesJIEEE Trans on Power Electronics ，2001，11(2：776-783t /µs5 µs/格11 许峰，徐殿国，柳玉秀一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器J中国电机工程学报，2004，24(1：147-152图14 占空比0.25时开关管两端波形Fig. 14 Waveform of power switching when

27、duty cycle is 0.25Xu Feng，Xu Dianguo，Liu YuxiuA Novel Zero-Voltage and Zero-Current-Switching(ZVZCS Full-Bridge PWM ConverterJ Proceedings of the CSEE，2004，24(1：147-152(in Chinese 12 林国庆，陈大华，陈和平车用金灯电子镇流器研究J中国电机工程学报，2004，24(10：139-142Lin Guoqing，Chen Dahua，Chen He-pingResearch on Electrical Ballast f

28、or Automotive MH LampJProceedings of the CSEE， 2004，24(10：139-142(in Chinese13 石健将，何湘宁，严仰光耦合电感并串型双管正激组合变换器研究J中国电机工程学报，2004，24(10：158-161 Shi Jianjiang，He Xiangning，Yan YangguangStudy on a parallel-series connection of dual tow-transistor forward converter modules with output filter coupled-inductorJ

29、Proceedings of the CSEE ，2004，24(10：158-161(in Chinese14 张方华，严仰光一族正反激组合式双向DC-DC 变换器J电机工程学报，2005，24(5：157-162Zhang Fanghua，Yan YangguangA family of forward-flyback hybrid bi-directional DC-DC convertersJProceedings of the CSEE，2005，24(5：157-162(in Chinese15 Middlebrook R D Transformerless DC-to-DC Co

30、nverters with LargeConversion RatiosJIEEE Trans on Power Electronics，1988，3(4： 484-488 收稿日期：2005-12-12。 作者简介：4 结论本文提出在两相交错并联电路中采用耦合电感的方式，扩展了电路的占空比。另外，在两个相邻变换器之间加入电容作为电压钳位，可以有效地抑制开关管两端的电压尖峰。理论分析和实验结果均表明采用电容钳位耦合电感的BOOST 变换器在完成升压的同时可以对开关管两端的电压尖峰有很好的抑制效果。参考文献1 Xu Peng ，Wei Jia，Lee F CMultiphase coupled-buck converter-anovel high ef