基于TPS2301的热插拔电路设计 电子技术

1、基于TPS2301的热插拔电路设计 MOSFET过流 随着现代通信网络的快速发展，一般都会要求在整个使用周期内具有接近零的停机率，因此，在更换和维护故障电路时，通常都希望在不影响系统工作的情况下带电插拔操作。当一块插件板插入工作背板或者从工作背板拔出时，插件板上附加电容的充放电往往会给工作背板提供一个低阻抗，此时背板到插件板的高涌入电流就可能会烧毁连接器和电路元件，或者暂时将整个工作电压拉低而导致系统重启。 所谓热插拔(Hot Swap)，就是允许用户在不关闭系统或不切断电源的情况下取出和更换损坏的部件，从而提高系统对灾难的及时恢复能力、增强扩展性和灵活性。热插拔过程一般可分为三个步骤：一是物

2、理连接过程，分插入和拔出两种情况；二是硬件连接过程，主要指的是与系统相连的硬件层的电气连接；三是软件连接过程，主要指的是与系统相连的软件层的连接。 本文所讨论的热插拔主要是利用TPS2301芯片来针对硬件的热插拔控制，即在带电状态下可以安全地插拔电路板。 1 TPS2301简介 TPS2301是TI公司生产的一款使用外部N-通道过流保护、浪涌电流限制、电源输出状态指示等功能，另外该芯片还具有5 mu;A维持电流、20管脚TSSOP封装、-4085工作温度范围、以及具有静电保护等特点。 2 系统电路 本文所介绍的热插拔控制电路系统框图如图1所示。由图1可见，本系统主要包括三个主要器件，即用作电源

3、控制主开关的N通道MOSFET、测量电流的检测电阻以及热插拔控制器。 3 设计要点 本设计使用TPS2301的INl通道来进行分析。假定设计的输入电压为12 V，后端负载功率为100 W。下面介绍其设计要点。 31 正常电压输出门限设置 正常输出电压门限可由VSENSEl管脚来控制，而VSENSEl管脚电压则由跨接在输出V01与GND间的电阻R分压获得。 将该电压与芯片内部的参考电压(1225 V plusmn;2)进行比较，可确定实际输出电压是否在输出允许范围之内。例如输出电压为12 V，允许调整范围为 plusmn;l0，那么，输出电压的最低要求为108V，因此，可以此计算出反馈电阻R的取

4、值要求。 在选择R阻值时，应尽可能选择阻值比较大的电阻(10 k Omega;以上)，这样能有效减少不必要的电源损耗。当V输出正常。 32 感应电阻R的选择 检测电阻R=11A，那么，在选择检测电阻时，就必须选择允许通过电流范围大于11A的检测电阻，并确保检测电阻上的自身功耗不超过其额定功率。本设计选择的检测电阻的内阻为0003 Omega;，自身允许功耗为l W。表1提供了部分检测电阻的规格和指标。 选定检测电阻后，即可根据以下公式来确定过流限制电阻R的大小。 33 MOSFET的选择 选择合适的MOSFET的第一步是选定VDS和ID标准。对于12 V系统来说，VDS应为30 V或40V，这

5、样可以处理可能损坏MOSFET的瞬变。MOSFET的ID应远大于所需的最大值，图2所示是MOSFET的SOA图。事实上，在大电流应用中，最重要的指标之一是MOSFET的导通电阻R能确保MOSFET在正常工作时具有较小的功耗，并在满负载条件下产生最少的热量。 为防止MOSFET过热，应考虑MOSFET在直流负载条件下的功耗。随着MOSFET温度的升高，通常额定功率将会减小或降额，此外，在高温下工作时，MOSFET的使用寿命也会缩短。 本设计选择的MOSFET型号为IRLR3103，其中V为0019 Omega;；I为46 A。这样，根据后端负载最大电流为11A就可以计算出MOSFET上所损耗的功

6、率： P=11 times;11 times;0.019=2.3W 查询TRLR3103数据手册可得出R=50W，由于MOSFET需要消耗约23W的功率，因此，最坏条件下，其温度可能上升到高于室温的115。降低这个数值的一种方法是并联使用两个或更多的MOSFET，这样能有效降低RDS(0N)，从而降低MOSFET的功耗。使用两个MOSFET时， 假设电流在器件间均匀匹配(允许一定的容差)，那么，每个MOSFET的温度升高最大值为29。 假设室温T为25，再加上这个温度上升值，那么每个MOSFET的最大温度为54。 为了保证MOSFET在最坏条件下能安全工作，设计时还必须进行一定的降额设计。图2

7、中的MOSFET的SOA图是在室温25时的结果，而系统的实际工作温度肯定不会一直维持在25。假设系统工作的最高环境温度为50，那么，就必须重新测试出50情况下的SOA曲线。 首先，计算25下的功耗： 其中，RTHJC可从MOSFET数据手册中查询到。 现对环境温度50下的功耗进行同样的计算： 这样，MOSFET的降额系数可通过下式计算： 为了反映调节过的额定功率，需要把表示施加最大功率的时间值随着现代通信网络的快速发展，一般都会要求在整个使用周期内具有接近零的停机率，因此，在更换和维护故障电路时，通常都希望在不影响系统工作的情况下带电插拔操作。当一块插件板插入工作背板或者从工作背板拔出时，插件

8、板上附加电容的充放电往往会给工作背板提供一个低阻抗，此时背板到插件板的高涌入电流就可能会烧毁连接器和电路元件，或者暂时将整个工作电压拉低而导致系统重启。 所谓热插拔(Hot Swap)，就是允许用户在不关闭系统或不切断电源的情况下取出和更换损坏的部件，从而提高系统对灾难的及时恢复能力、增强扩展性和灵活性。热插拔过程一般可分为三个步骤：一是物理连接过程，分插入和拔出两种情况；二是硬件连接过程，主要指的是与系统相连的硬件层的电气连接；三是软件连接过程，主要指的是与系统相连的软件层的连接。 本文所讨论的热插拔主要是利用TPS2301芯片来针对硬件的热插拔控制，即在带电状态下可以安全地插拔电路板。 1

9、 TPS2301简介 TPS2301是TI公司生产的一款使用外部N-通道MOSFET作为电源控制主开关来进行快速热插拔的双通道器件。该器件中的INl通道允许的输入电压为313 V；IN2通道允许的输入电压为355 V。TPS2301芯片同时具有过流保护、浪涌电流限制、电源输出状态指示等功能，另外该芯片还具有5 mu;A维持电流、20管脚TSSOP封装、-4085工作温度范围、以及具有静电保护等特点。 2 系统电路 本文所介绍的热插拔控制电路系统框图如图1所示。由图1可见，本系统主要包括三个主要器件，即用作电源控制主开关的N通道MOSFET、测量电流的检测电阻以及热插拔控制器。 3 设计要点 本

10、设计使用TPS2301的INl通道来进行分析。假定设计的输入电压为12 V，后端负载功率为100 W。下面介绍其设计要点。 31 正常电压输出门限设置 正常输出电压门限可由VSENSEl管脚来控制，而VSENSEl管脚电压则由跨接在输出V01与GND间的电阻R分压获得。 将该电压与芯片内部的参考电压(1225 V plusmn;2)进行比较，可确定实际输出电压是否在输出允许范围之内。例如输出电压为12 V，允许调整范围为 plusmn;l0，那么，输出电压的最低要求为108V，因此，可以此计算出反馈电阻R的取值要求。 在选择R阻值时，应尽可能选择阻值比较大的电阻(10 k Omega;以上)，

11、这样能有效减少不必要的电源损耗。当V输出正常。 32 感应电阻R的选择 检测电阻R=11A，那么，在选择检测电阻时，就必须选择允许通过电流范围大于11A的检测电阻，并确保检测电阻上的自身功耗不超过其额定功率。本设计选择的检测电阻的内阻为0003 Omega;，自身允许功耗为l W。表1提供了部分检测电阻的规格和指标。 选定检测电阻后，即可根据以下公式来确定过流限制电阻R的大小。 33 MOSFET的选择 选择合适的MOSFET的第一步是选定VDS和ID标准。对于12 V系统来说，VDS应为30 V或40V，这样可以处理可能损坏MOSFET的瞬变。MOSFET的ID应远大于所需的最大值，图2所示

12、是MOSFET的SOA图。事实上，在大电流应用中，最重要的指标之一是MOSFET的导通电阻R能确保MOSFET在正常工作时具有较小的功耗，并在满负载条件下产生最少的热量。 为防止MOSFET过热，应考虑MOSFET在直流负载条件下的功耗。随着MOSFET温度的升高，通常额定功率将会减小或降额，此外，在高温下工作时，MOSFET的使用寿命也会缩短。 本设计选择的MOSFET型号为IRLR3103，其中V为0019 Omega;；I为46 A。这样，根据后端负载最大电流为11A就可以计算出MOSFET上所损耗的功率： P=11 times;11 times;0.019=2.3W 查询TRLR310

13、3数据手册可得出R=50W，由于MOSFET需要消耗约23W的功率，因此，最坏条件下，其温度可能上升到高于室温的115。降低这个数值的一种方法是并联使用两个或更多的MOSFET，这样能有效降低RDS(0N)，从而降低MOSFET的功耗。使用两个MOSFET时， 假设电流在器件间均匀匹配(允许一定的容差)，那么，每个MOSFET的温度升高最大值为29。 假设室温T为25，再加上这个温度上升值，那么每个MOSFET的最大温度为54。 为了保证MOSFET在最坏条件下能安全工作，设计时还必须进行一定的降额设计。图2中的MOSFET的SOA图是在室温25时的结果，而系统的实际工作温度肯定不会一直维持在

14、25。假设系统工作的最高环境温度为50，那么，就必须重新测试出50情况下的SOA曲线。 首先，计算25下的功耗： 其中，RTHJC可从MOSFET数据手册中查询到。 现对环境温度50下的功耗进行同样的计算： 这样，MOSFET的降额系数可通过下式计算： 为了反映调节过的额定功率，需要把表示施加最大功率的时间值对角线向下平移。现使用1 ms线来举例说明其曲线原理。例如，在这条线上取一点，如(30 V，10 A)，这点的功率为300W，那么，在30 V，降额后的功率所对应的电流为714 A，这样，在SOA图上，这点将确定新的50降额后的l ms线。使用同样的办法可确定新的10 ms以及100 mu;s线等。 34 定时电容的选取 在图2中沿IMAX asymp;11 A画一条水平线，再沿VMAX asymp;132V画一条垂直线，并确定它们与黑色实线的交叉点。这些交叉点所指示出的1 ms与10ms之间的某个时间，也许是3 ms，就是应选择的时间。在对数坐标图的小范围内，一般很难获取准确的数值，因此，要进行慎重的选择，并要考虑到这些选择对性能以及价格等其它标准