《电力拖动自动控制系统》课程设计数字式直流双闭环PWM调速系统设计

1、电力拖动自动控制系统课程设计电力拖动自动控制系统课程设计直流双闭环PWM调速系统设计一、设计目的及要求1.1 课程设计的目的计算机控制技术的课程设计是一个综合运用知识的过程，它不仅需要微型机控制理论、程序设计方面的基础知识，而且还需要具备一定的生产工艺知识。设计包括确定控制任务、系统总体方案设计、硬件系统设计、控制软件的设计等，以便使学生掌握微型计算机控制系统设计的总体思路和方法。1.2 课程设计的预备知识术基本知识及直流控制系统的有关知识。 1.3 课程设计要求 完成直流电机转熟悉计算机控制技速、电流控制系统设计。 1.设计控制系统主机、过程通道模板电路，包括元器件选择。 2.画出系统控制图

2、。 3.控制系统软件设计。转速、电流控制采用PI控制算法，设计增量式PI控制算法。绘出程序流程图，设计算法程序。1.4设计内容及要求为某生产机械设计一个调速范围宽、起制动性能好的直流双闭环系统，且拟定该系统由大功率晶体管调制放大器给电动机供电。已知系统中直流电动机主要数据如下：1）直流电机型号：Z2-41型额定功率Pe=18kW；额定电压Ue=220V额定电流Ie=94A；额定转速ne=1000r/min电枢回路总电阻R=0.45;电磁时间常数Tl=0.0297s;机电时间常数Tm=0.427s；电动势系数C=0.2059/（r.min-1 )晶体管PWM功率放大器：工作频率：2kHz；工作方

3、式：H型双极性；直流电源电压：264V2）主要技术指标：调速范围0-1000 r/min 电流过载倍数：1.5倍速度控制精度 0.1%（额定转速时）3）主要要求：电动机控制电源采用晶体管PWM功率放大器，其占空比变化为00.51时，对应输出电压为-264V0264V，为电机最大提供25A电流。速度检测采用光电编码器（光电脉冲信号发生器），且其输出的A、B两相脉冲经光电隔离辩相后获得每转1024个脉冲角度分辨力和方向信号。电流传感器采用霍尔电流传感器，其原副边电流比为1000：1，额定电流50A。采用双闭环（电流环和速度环）控制方式。二、系统总体方案设计2.1直流双闭环PWM调速系统原理图1 直

4、流双闭环PWM调速系统原理图根据设计任务要求整个系统原理如图1所示。采用了转速、电流双闭环控制结构，在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出作为PWM的控制电压。从闭环反馈结构上看，电流调节环在里面，是内环，按典型型系统设计；转速调节环在外面，成为外环，按典型型系统设计。为了获得良好的动、静态品质，调节器均采用PI调节器并对系统进行了校正。检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置（TA）对电流环进行检测，转速环则是采用了光电码盘进行检测，达到了比较理想的检测效果。PWM采用8051单片机以及4858、4040

5、共同实现，驱动电路采用了IR2110集成芯片，具有较强的驱动能力和保护功能。2.2直流双闭环PWM调速系统硬件结构根据系统原理我们设计了直流双闭环PWM调速系统硬件结构，如图2所示，系统的特点：双闭环系统结构，采用微机控制；全数字电路，实现脉冲触发、转速给定和检测；采用数字PI算法。由软件实现转速、电流调节系统由主电路、检测电路、控制电路、给定电路、显示电路组成。主电路：三相交流电源经不可控整流器变换为电压恒定的直流电源，再经过直流PWM变换器得到可调的直流电压，给直流电动机供电。检测回路：包括电压、电流、温度和转速检测。电压、电流和温度检测由 A/D 转换通道变为数字量送入微机；转速检测用数

6、字测速（光电码盘）。故障综合：利用微机拥有强大的逻辑判断功能，对电压、电流、温度等信号进行分析比较，若发生故障立即进行故障诊断，以便及时处理，避免故障进一步扩大。这也是采用微机控制的优势所在。图2 微机直流双闭环PWM调速系统硬件结构图三、主电路设计3.1主电路主电路由二极管整流器UR、PWM逆变器UI和中间直流电路三部分组成，一般都是电压源型的，采用大电容C滤波，同时兼有无功功率交换的作用。3.1.1限流电阻为了避免大电容C在通电瞬间产生过大的充电电流，在整流器和滤波电容间的直流回路上串入限流电阻（或电抗），通上电源时，先限制充电电流，再延时用开关K将短路，以免长期接入时影响整流电路的正常工

7、作，并产生附加损耗。3.1.2泵升电压限制3.2主电路参数计算和元件选择主电路参数计算包括整流二极管计算，滤波电容计算、功率开关管IGBT的选择及各种保护装置的计算和选择等。3.2.1整流二极管的选择根据二极管的最大整流平均IF 和最高反向工作电压UR分别应满足： IF >1.1×IO(AV) ÷21.1*99/2=54.5 (A) UR>1.1××U2=1.1××220=340.2 (V)选用2ZC系列的大功率硅整流二极管，型号和参数如下所示：型号额定正向平均电流IF(A) 额定反向峰值电压URM(V)正向平均压降UF(

8、V)反向平均漏电流IR(MA)散热器型号 ZP10010010016000.50.76SL18在设计主电路时，滤波电容是根据负载的情况来选择电容C值，使RC(35)T/2,且有Udmax=0.9×220×0.95=188(V)2×C1.5×0.02, 即C15000uF故此，选用型号为CD15的铝电解电容，其额定直流电压为400v，标称容量为22000 uF3.2.2绝缘栅双极晶体管的选择最大工作电流 Imax2Us/R=440/0.45=978(A)集电极发射极反向击穿电压（BVCEO） BVCEO(23)Us=440660v3.3调节器参数设计3.3

9、.1系统设计的一般原则按照“先内环后外环” 的设计原则，从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器直流双闭环调速原理图3.3.2电流环的参数设计电流环结构图最大允许电流Idm=1.5×94=141(A)电枢电流范围为，A/D转换为8位二进制数码，电流反馈回路反馈系数为，则：=255/(141-(-141)=255/282=0.904/A已知晶体管PWM功率放大器的工作频率为2kHz，工作方式为H型双极性，直流电源电压为264V,设定用来直接生成PWM信号的计数器的时钟脉冲频率为4MHz，则转换得到的PWM信号

10、的分辨率为1/2000，即计数值为2000时，对应的PWM信号占空比为1，PWM功率放大器的输出电压为200V；计数值为1000时，对应PWM信号的占空比为0.5，PWM功率放大器的输出电压为；计数值为时，对应PWM信号占空比为，PWM功率放大器的输出电压为-200V,则PWM控制信号和PWM波形生成之间的数字控制量到模拟电压输出量之间的增益为： =0.0297s=0.0005s=1/2000=0.0005s=0.0005Ti=0.001s=0.5/ Ti =0.5/0.001=500=R/()=500*0.0297*0.45/(0.264*0.904)=28校验近似条件电流环截止频率：wci

11、KI=500脉宽调制变换器传递函数近似条件 wci1/(3Ts)1/(3Ts)1/(3×0.00025)=666.67>500= wci可见，满足近似条件。小时间常数近似条件 wci654.03>500满足近似条件。忽略反电势对电流环影响的条件：wci2.96<500满足近似条件。3.3.3转速环的参数设计转速环结构图速度反馈回路的滞后时间约为=1ms机电时间常数=0.427s速度环的小时间常数为 =1/+=1/500+0.001=0.003s按跟随性能和抗干扰性能要求，取中频宽h=5，则积分时间常数为；=(h+1)/2h² ²=(5+1)/(2

12、*5*5*0.003²)=13333.333速度调节器比例系数00 < Wci转速环传递函数简化条件 Wcn=235.7满足近似条件。小时间常数近似处理条件 Wcn=235.7满足近似条件。当 h=5，查表可知，n=37.6,不满足设计要求。实际上，由于表中是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按照退饱和时的情况重新计算超调量。由公式代入数据计算得n=0.35，能够满足设计要求3.4调节器的离散化经过前面的调节器参数计算得到模拟式的电流、转速调节器，在微机数字控制系统中，当采样频率足够高时，可以先按模拟系统设计方法设计调节器，然后在离散化，

13、就可以得到数字控制器的散发，这就是模拟调节器的数字化。数字控制器采用PI调节算法，不仅可以对系统偏差进行比例调节，而且可对偏差进行积分，因而提高了系统的控制精度和抗外界干扰能力。模拟调节的PI算式为:式中-t时刻调节器输出信号;-比例系数;-时刻偏差，为测量值和给定值之差;-积分时间常数;在数字式控制中，由于采用数字计算，要对给定值和反馈量进行采样，因此要对上述PI算式进行离散化，得到适用于数字控制的PI算式:式中-第n次采样后算得的调节器输出;-第n次次采样算得的偏差;T-采样周期;n-采样序号，n=l，2，3，上述算式计算出的是第n次采样后，控制器输出的数字量，叫做位置式算式。从式中可以看

14、出，想要计算，不仅击要本次与上次偏差信号和，而且还要在积分项中把历次偏差信号进行相加，即求取。这样不仅计算繁琐，而且保留要占用很大的内存空间，使用非常不方便。为此，又有了在实际应用中的数字化增量式算式:式中-第n次输出的地量;-第n次采样后偏差值;-第n-1次采样后偏差值;-积分系数:在位置式算式中，由于采用全量输出，每次输出均与原来位置有关，会使输出产生较大变化。在增量式中，每次只输出控制增量，对系统影响较小，且具有以下优点：由于增量输出，出现误动作时影响小，必要时可以用限幅办法去掉。手动/自动切换时冲击较小。不会产生积分失控，易于获得较好的积分效果。因此，实际应用中增量式获得广泛应用，故本

15、系统按要求也选择增量式。但增量式的不足为:由于积分截断误差大，使系统存在静态误差;溢出的影响较大。故在实际应用中，还要根据对象的具侧弓好求来选定。一般来说，以可控硅作驱动的系统或控制程度要求高的系统中，宜采用位置式。而在步进电机或电动阀门作执行器的系统中宜采用增量式为好。3.4.1数字控制器PI增量式算法及程序增量式PI程序：Fosc=12MHZ，用一个定时器/计数器定时50ms，用R2作计数器，置初值14H，到定时时间后产生中断，每执行一次中断服务程序，让计数器内容减1，当计数器内容减为0时，则到1s。PI控制算法:Ui=Ui-1+Kp(ei-ei-1)+(Kp*T/Ti)*ei令P=KP

16、I=KP*T/T I则Ui=Ui-1+P(ei-ei-1)+I*eiT采样周期 Ti=RnCn Kp=Rn/R0PI程序：SETB EX1 ；开放中断1MOV R0，90H ；P1口（W）送R0,预设MOV R1，80H ；P0口（Y）送R1，实测MOV A，R0 ；W给AMOV B，R1 ；Y给BSUBB A，B ；ei给AMOV 7FH，A ；ei 给7FHMOV 7EH，#00H ；ei-1=0给7EHMOV 7BH，Umax MOV 7AH, UminAJMP IN ；积分项AJMP P ；比例项MOV A，R2 ；Pi给AADD A，R3 ；Pi+Pp给AMOV 7DH，#00H ；

17、Ui-1=0给7DHADD A，7DH ；Ui-1+Pi+Pp=Ui给AMOV 7CH,A ；Ui给7CHMOV 7DH，7CH ；Ui给Ui-1MOV A，7BH ；Umax给ACJNE A，#Ui，LOOP2 ；UiUmax转移LOOP2：JNC LP1 ;若Ui>Umax ,则跳转 MOV A,#UiCJNE A，7AH，LOOP3 ；Ui<Umin转移LOOP3:JNC LP2 ;若Ui<Umin，则跳转MOV A,#UiSJMP DONELP1:MOV A,7BHSJMP DONELP2:MOV A,7AHDONE: MOV 90H，A ；输出Ui到P1口RETII

18、N：MOV 6FH，#I MOV A，6FH ；I给A MOV B，7FH ；ei给B MUL AB ；Pi=I*ei给A MOV R2，A ；Pi给R2 RETIP：MOV 6EH，#P CLR C MOV A，7FH ；ei给A SUBB A，7EH ；ei-ei-1给A MOV 7EH，7FH ；ei给ei-1 MOV B，6EH MUL AB ；（ei-ei-1）*P给A MOV R3，A ；Pp给R3 RETI3.5采样周期的选择根据 Shannon 采样定理，采样频率 fsam 应不小于信号最高频率 fmax 的2倍，即 fsam 2 fmax 这时，经采样及保持后，原信号的频谱可

19、以不发生明显的畸变，系统可保持原有的性能。 但实际系统中信号的最高频率很难确定，尤其对非周期性信号（系统的过渡过程）来说，其频谱为 0 至的连续函数，最高频率理论上为无穷大。因此，难以直接用采样定理来确定系统的采样频率。在一般情况下，可以令采样周期: Tmin 为控制对象的最小时间常数；或用采样角频率 wsam wc 为控制系统的截止频率在本系统中我们采用系统电流环开环截止频率选取电流环采样角频率 得电流环采样周期系统的转速环开环截止频率选取转速环采样角频率得速度环采样周期四、控制回路4.1 PWM控制电路4.1.1 PWM的基本原理PWM（脉冲宽度调制）是通过控制固定电压的直流电源开关频率，

20、改变负载两端的电压，从而达到控制要求的一种电压调整方法。PWM可以应用在许多方面，比如：电机调速、温度控制、压力控制等等。在PWM驱动控制的调整系统中，按一个固定的频率来接通和断开电源，并且根据需要改变一个周期内“接通”和“断开”时间的长短。通过改变直流电机电枢上电压的“占空比”来达到改变平均电压大小的目的，从而来控制电动机的转速。也正因为如此，PWM又被称为“开关驱动装置”。如下图所示： 设电机始终接通电源时，电机转速最大为Vmax，设占空比为D= t1 / T，则电机的平均速度为Va = Vmax * D，其中Va指的是电机的平均速度；Vmax 是指电机在全通电时的最大速度；D = t1

21、/ T是指占空比。由上面的公式可见，当我们改变占空比 D = t1 / T时，就可以得到不同的电机平均速度Vd，从而达到调速的目的。严格来说，平均速度Vd 与占空比D并非严格的线性关系，但是在一般的应用中，我们可以将其近似地看成是线性关系。4.1.2 PWM信号发生电路设计 PWM波可以由具有PWM输出的单片机通过编程来得以产生，也可以采用PWM专用芯片来实现。当PWM波的频率太高时，它对直流电机驱动的功率管要求太高，而当它的频率太低时，其产生的电磁噪声就比较大，在实际应用中，当PWM波的频率在18KHz左右时，效果最好。在本系统内，采用了两片4位数值比较器4585和一片12位串行计数器404

22、0组成了PWM信号发生电路。两片数值比较器4585，即图上U2、U3的A组接12位串行4040计数输出端Q2Q9，而U2、U3的B组接到单片机的P1端口。只要改变P1端口的输出值，那么就可以使得PWM信号的占空比发生变化，从而进行调速控制。12位串行计数器4040的计数输入端CLK接到单片机C51晶振的振荡输出XTAL2。计数器4040每来8个脉冲，其输出Q2Q9加1，当计数值小于或者等于单片机P1端口输出值X时，图中U2的（A>B）输出端保持为低电平，而当计数值大于单片机P1端口输出值X时，图中U2的（A>B）输出端为高电平。随着计数值的增加，Q2Q9由全“1”变为全“0”时，图

23、中U2的（A>B）输出端又变为低电平，这样就在U2的（A>B）端得到了PWM的信号，它的占空比为（255 -X / 255）*100%，那么只要改变X的数值，就可以相应的改变PWM信号的占空比，从而进行直流电机的转速控制。使用这个方法时，单片机只需要根据调整量输出X的值，而PWM信号由三片通用数字电路生成，这样可以使得软件大大简化，同时也有利于单片机系统的正常工作。由于单片机上电复位时P1端口输出全为“1”，使用数值比较器4585的B组与P1端口相连，升速时P0端口输出X按一定规律减少，而降速时按一定规律增大。4.2 PWM功率放大驱动电路设计该驱动电路采用了IR2110集成芯片，

24、该集成电路具有较强的驱动能力和保护功能。4.2.1 芯片IR2110性能及特点IR2110是美国国际整流器公司利用自身独有的高压集成电路以及无闩锁CMOS技术，于1990年前后开发并且投放市场的，IR2110是一种双通道高压、高速的功率器件栅极驱动的单片式集成驱动器。它把驱动高压侧和低压侧MOSFET或IGBT所需的绝大部分功能集成在一个高性能的封装内，外接很少的分立元件就能提供极快的功耗，它的特点在于，将输入逻辑信号转换成同相低阻输出驱动信号，可以驱动同一桥臂的两路输出，驱动能力强，响应速度快，工作电压比较高，可以达到600V，其内设欠压封锁，成本低、易于调试。高压侧驱动采用外部自举电容上电

25、，与其他驱动电路相比，它在设计上大大减少了驱动变压器和电容的数目，使得MOSFET和IGBT的驱动电路设计大为简化，而且它可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，还具有快速完整的保护功能。与此同时，IR2110的研制成功并且投入应用可以极大地提高控制系统的可靠性。降低了产品成本和减少体积。4.2.2 IR2110的引脚图以及功能引脚1（LO）与引脚7（HO）：对应引脚12以及引脚10的两路驱动信号输出端，使用中，分别通过一电阻接主电路中下上通道MOSFET的栅极，为了防止干扰，通常分别在引脚1与引脚2以及引脚7与引脚5之间并接一个10K的电阻。引脚2（COM）：下通道MOSFET驱动输出参

26、考地端，使用中，与引脚13（Vss）直接相连，同时接主电路桥臂下通道MOSFET的源极。引脚3（Vcc）：直接接用户提供的输出极电源正极，并且通过一个较高品质的电容接引脚2。引脚5（Vs）：上通道MOSFET驱动信号输出参考地端，使用中，与主电路中上下通道被驱动MOSFET的源极相通。与引脚6（VB）：通过一阴极连接到该端阳极连接到引脚3的高反压快恢复二极管，与用户提供的输出极电源相连，对Vcc的参数要求为大于或等于0.5V，而小于或等于+20V。引脚9（VDD）：芯片输入级工作电源端，使用中，接用户为该芯片工作提供的高性能电源，为抗干扰，该端应通过一高性能去耦网络接地，该端可与引脚3（Vcc

27、）使用同一电源，也可以分开使用两个独立的电源。引脚10（HIN）与引脚12（LIN）：驱动逆变桥中同桥臂上下两个功率MOS器件的驱动脉冲信号输入端。应用中，接用户脉冲形成部分的对应两路输出，对此两个信号的限制为Vss-0.5V至Vcc+0.5V，这里Vss 与Vcc分别为连接到IR2110的引脚13（Vss）与引脚9（VDD）端的电压值。引脚11（SD）：保护信号输入端，当该引脚为高电平时，IR2110的输出信号全部被封锁，其对应的输出端恒为低电平，而当该端接低电平时，则IR2110的输出跟随引脚10与12而变化。引脚13（Vss）：芯片工作参考地端，使用中，直接与供电电源地端相连，所有去耦电

28、容的一端应接该端，同时与引脚2直接相连。引脚8、引脚14、引脚4：为空引脚。图-驱动集成芯片IR2110 芯片引脚4.2.3 延时保护电路利用IR2110芯片的完善设计可以实现延时保护电路。IR2110使它自身可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时，保证了加到被驱动的逆变桥中同桥臂上的两个功率MOS器件的驱动信号之间有一互琐时间间隔，因而防止了被驱动的逆变桥中两个功率MOS器件同时导通而发生直流电源直通路的危险。4.3 PWM 控制H桥双极性主电路从上面的原理可以看出，产生高压侧门极驱动电压的前提是低压侧必须有开关的动作，在高压侧截止期间低压侧必须导通，才能够给自举电容提供充电的通路。因此在

29、这个电路中，Q1、Q4或者Q2、Q3是不可能持续、不间断的导通的。我们可以采取双PWM信号来控制直流电机的正转以及它的速度。将IC1的HIN端与IC2的LIN端相连，而把IC1的LIN端与IC2的HIN端相连，这样就使得两片芯片所输出的信号恰好相反。在HIN为高电平期间，Q1、Q4导通，在直流电机上加正向的工作电压。其具体的操作步骤如下：当IC1的LO为低电平而HO为高电平的时候，Q2截止，C1上的电压经过VB、IC内部电路和HO端加在Q1的栅极上，从而使得Q1导通。同理，此时IC2的HO为低电平而LO为高电平，Q3截止，C3上的电压经过VB、IC内部电路和HO端加在Q4的栅极上，从而使得Q4

30、导通。电源经Q1至电动机的正极经过整个直流电机后再通过Q4到达零电位，完成整个的回路。此时直流电机正转。在HIN为低电平期间，LIN端输入高电平，Q2、Q3导通，在直流电机上加反向工作电压。其具体的操作步骤如下：当IC1的LO为高电平而HO为低电平的时候，Q2导通且Q1截止。此时Q2的漏极近乎于零电平，Vcc通过D1向C1充电，为Q1的又一次导通作准备。同理可知，IC2的HO为高电平而LO为低电平，Q3导通且Q4截止，Q3的漏极近乎于零电平，此时Vcc通过D2向C3充电，为Q4的又一次导通作准备。电源经Q3至电动机的负极经过整个直流电机后再通过Q2到达零电位，完成整个的回路。此时，直流电机反转

31、。因此电枢上的工作电压是双极性矩形脉冲波形，由于存在着机械惯性的缘故，电动机转向和转速是由矩形脉冲电压的平均值来决定的。设PWM波的周期为T，HIN为高电平的时间为t1，这里忽略死区时间，那么LIN为高电平的时间就为T-t1。HIN信号的占空比为D=t1/T。设电源电压为V，那么电枢电压的平均值为：Vout= t1 - ( T - t1 ) V / T = ( 2 t1 T ) V / T = ( 2D 1 )V定义负载电压系数为，= Vout / V, 那么 = 2D 1 ；当T为常数时，改变HIN为高电平的时间t1，也就改变了占空比D，从而达到了改变Vout的目的。D在01之间变化，因此在

32、±1之间变化。如果我们联系改变，那么便可以实现电机正向的无级调速。当=0.5时，Vout=0,此时电机的转速为0；当0.5<<1时，Vout为正，电机正转；当=1时，Vout=V,电机正转全速运行。4.3.1输出电压波形五、单片机小系统设计5.1主要芯片选择5.11 单片机的选择在详细的系统分析、实用性、经济性分析的基础上，选用了MCS-51系列的8051单片机，其结构框图如下图所示5.1 .2 8253可编程定时器/计数器芯片MCS51内部只有两个16位定时器/计数器，在数字测速电路中需要计数器，选用了一个可扩展8253芯片。其逻辑结构如下图所示。8253内部具有3个独

33、立的16位定时/计数器，每个计数器有三根I/O线；CLK为时钟输入线，为计数脉冲输入端；OUT为计数器输出端，当计数器减为零时OUT输出相应信号；GATE为门控信号，用于启动或禁止计数器操作。控制寄存器用来寄存操作方式控制字，每个计数器都有一个单独的控制寄存器，只能写入不能读出。8253与单片机的接口控制逻辑简单,D0-D7为双向、三态数据线，是单片机与8253之间的数据传输线，RD、WR为数据读、写控制线，A0、A1是地址选择线，CS是片选线。在单片机应用系统中，由CS、A0、A1给出16位地址码。5.1.3 8279可编程键盘、显示接口芯片 8279是一种通用的可编程键盘/显示器接口芯片。

34、它能接收和识别来自键盘阵列的输入数据并完成预处理，还能显示数据和对数码显示器件进行自动扫描控制。是实现CPU与键盘、LED数码显示器之间进行信息交换的一种专用芯片。8279与MCS51单片机的接口非常简单，因而在单片机应用系统中得到了广泛的应用。 8279芯片有40条引脚，由单一5V供电。主要由以下几个部分组成（1）I/O控制和数据缓冲器；（2）控制和定时寄存器及定时控制部分；（3）扫描计数器；（4）回送缓冲器与键盘去抖动控制电路；（5）FIFO(先进先出)寄存器和状态电路；（6）显示器地址寄存器和显示RAM.5.1.4 AD转换芯片ADC0809 ADC0809是8位逐次逼近性A/D转换器。

35、带8个模拟量输入通道，有通道地址译码锁存器，输出带三态数据锁存器。启动信号为脉冲启动形式。ADC0809内部设有时钟电路，故CLK时钟需外部输入，允许范围500KHz1MHz,典型值为640KHZ.每一通道的转换需6673个脉冲，大约100110 s。5.2 高精度数字测速电路5.2.1光电编码盘光电编码盘是将测得的角位移转换成为相应的电脉冲信号输出的数字传感器，本设计采用增量式光电编码器来采样转速信号。增量式编码器是专门了用来测量转动角位移的累计量。这里以三相编码器为例来介绍增量式编码器的工作原理及其结构。增量式光电编码器在圆盘上有规则地刻有透光和不透光的线条，在圆盘两侧安放发光元件和光敏元

36、件。当圆盘随电机旋转时，光敏元件接受的光增量随透光线条同步变化，光敏元件输出波形经过整形后变成脉冲。码盘上有向标志，每转一圈z相输出一个脉冲。此外，为判断旋转方向，码盘还提供相位相差90°的两路脉冲信号。将A、B两相脉冲中任何一相输入计数器中，均可使计数器进行计数。编码盘输出的z相脉冲用于复位计数器，每转一圈复位一次计数器。编码盘的旋转方向可以通过D触发器的输出信号Q来判断。整形后的A、B两相输出信号分别接到D触发器的时钟端和D输入端，D触发器的CLK端在A相脉冲的上升沿触发。由于A、B两相的脉冲相位相差90°，当电机正转时，B相脉冲超前A相脉冲90°，触发器总是

37、在B脉冲为高电平时触发，这时D触发器的输出端Q输出为高电平。当电机反转时，A相脉冲超前B相脉冲90°，则D触发器总是在B脉冲为低电平时触发，这时Q输出端输出为低电平，由此确定电机的转动方向。 转速检测的精度和快速性对电机调速系统的静、动态性能影响极大。为了在较宽的速度范围内获得高精度和快速的数字测速，本设计使用每转1024线的光电编码器作为转速传感器，它产生的测速脉冲频率与电机转速有固定的比列关系，微机对该频率信号采用M/T法测速处理。5.2.2 M/T法测速原理 M/T法测速原理是在对光电编码器输出的测速脉冲数m1进行计数的同时对时钟脉冲的个数m2也进行计数。原理图如下： 在本系统

38、中，由于,所以转速计算公式有：5.2.3 数字测速硬件电路数字测速硬件电路如图所示。图中8253的0号、1号计数器分别对m1m2进行计数，D触发器F1用来使m2的计数与测速脉冲计数同步，由于8253为下降沿计数，故使用反向器G，启动测速和停止测速信号有89C52单片机的软件向P1.2口输出，P1.3口用于测速电路软件输出复位脉冲信号。为实现m1和m2同步计数，8253的0号和1号计数器使用方式2工作。上电初始化进入这种方式后，可用GATE电平对计数过程进行监控。当8051单片机在原理图上s点时刻向P1.2口输出高电平，发出启动测速信号，即置GATE0为高电平，0号测速脉冲计数器立即从初始值开始

39、计数直至在原理图上b点时刻向P1.2口输出低电平，即发出停止测速信号，迫使计数过程停止。这样从测速启动点s到停止点b时间间隔内，GATE0为高电平，则输入8253 CLK0端口的测速脉冲计数值即为m1。在上图中，时钟计数器的GATE1与D触发器输出的Q端相接。当P1.2口输出高电平开始测速后，要等随后的第一个输入测速脉冲上升沿进入D触发器的触发脉冲CP端，Q才变为高电平，此后4MHZ时钟脉冲开始计数，相当于原理图中a点时刻。同样当P1.2口输出低电平停止测速，时钟脉冲要等到图中c点才停止计数，此时时钟的计数值m2刚好是整m1个测速脉冲的时间间隔。5.3电流检测电路电流检测电路有霍尔电流传感器（

40、TA），两级运算放大器和A/D转换器组成。若电枢回路的两匝穿过霍尔元件，则电动机的电枢电流与霍尔元件的输出电流之比是1000：1.在本设计中我们选用8位单极性AD将电流模拟反馈信号转换为数字量，输入微型计算机。而直流调速系统是双极性的，霍尔元件的输出信号是和电枢电流线性对应的双极性弱电流信号。因此需要对霍尔元件输出的信号进行转换、滤波、放大。电路原理图 （微型计算机控制技术P184图6-16）。图中R1=50,霍尔元件所允许的负载电阻，R2=10k。则霍尔元件输出的电流信号Im线性地转换为电压信号Um，Um再经过两级运放放大和滤波后到达AD转换器的输入端口。电枢电流是双极性的，变化范围在A之内，设电枢电流Ia=20A时，对应AD转换器模拟输入电压为5V，当Ia=-20A 时，对应AD转换器模拟输入电压为0V，当Ia=0时，对应AD模拟输入电压为2.5V。AD转换结果为8位二进制数码，当参考电压为5V时，若输入电压为5V，AD转换结果为255；输入电压为0