一种新型完整周期控制ICUCC29900

1、一种新型完整周期控制IC-UCC29900绿色环保极高的转换效率，极低的空载功耗的新型控制IC-UCC29900诞生了。它用于，可实现以上的转换效率，可设计成很薄形状的高密度的适配器。UCC29900是一种新型完整周期控制（ICC）的控制器。它采用迟滞模式输出的电压控制，展示出最快的瞬态响应，几乎为零的输出过冲。ICC控制器工作在开关电源功率级高效猝发模式下，从空载到满载均如此，超过所有传统模式。UCC29900是一款极高集成度的ICC控制器，加入了所有工作在宽输入范围高效率转换的特色，容易设计，容易使用，保护特色包括过流，短路，过压检测，软起动及轻载管理。UCC29900的简化应用电路如图。

2、 图1 UCC29900的简化应用电路 图2 UCC29900 的内部等效电路VDD电压为3.3V，振荡器频率为126.5KHZ，频率抖动幅度为12KHZ，频率从121-133KHZ变化。为14PIN封装，14引脚功能如下：VDD 1PIN供电端。加入0.1-1uF瓷介电容旁路。直接接于1-14PIN。FB2PIN反馈端。可以从二次侧的光电耦和器送入信息，用于使能和禁止开关，完成迟滞模式的输出电压调整。CS 3PIN电流检测输入，作过流和短路保护，直接从电流检测电阻送入信号。LGPIN低边驱动信号输出，接到MOSFET的驱动器。CLAMPPIN变压器箝制MOSFET驱动信号。SCP PIN短路

3、模式标志输入，激活时为低电平，故障时内部拉高到VDD。PIN高边驱动信号输出，接到MOSFET的驱动器。VINPIN电压检测输入，用作总线电压的UVLO和OVP。OC MODEPIN接到VSS，用做闩锁或接到VDD用于打呃保护。VDD10PIN将此端接到1 PIN VDD，不得悬浮。NC 11PIN 浮动。START12PIN起动时此端为低，在起动延迟时上斜，一旦IC进入非正常工作时，START为高电平，锁住故障时START变为低电平。FOULT13PIN逻辑电平的故障输出端，输出高时指示IC内部正在锁住故障。VSS14 PINIC内部的公共端。UCC29900工作原理TI公司开发出用UCC2

4、9900 IC控制器的完整的参数设计，所有细节都可提供，该设计用于全电压范围输入，单一输出，90的PSU。作该类适配器应用，它与一个BUCK式PFC级连用，线路最低输入可到84V，半桥的功率级用来将一个中等电压变到隔离二次侧的19.25V正常输出。此外UCC29900 IC控制器的设计，使用同步整流给出最高效率水平，下面给出其如何实现最高效率的设计。供电和起动推荐上电速率为1Vms给VDD端上电，这个要求为系统设计注意，它为确保VDD轨上整个电容不超出，起动的线性稳压器产生VDD不能有太限制性的电流限制。结果可能在起动期间用UCC29900监视之，由于过慢的VDD上升速率。如果电源上升速率不够

5、，特别是要求输入总线检测信号的上升速率时，故障模式就将出现闩锁。对于90WLP笔记本电脑适配器的参数设计。3.3V的VDD轨迹希望通过两个串联的线性调整器从主控PFC的总线电压（通常为48V）供电，如图3。在此情形，100V起动线性稳压器用NPN晶体管(达林顿)确保供给足够的电流给VDD的负载电容充电，对该系统希望VDD电压上升速率典型为10Vms。如图4。 图3 VDD起动用的稳压器 图4 在CCTV中的VDD上升曲线由于VDD上升轨在内部用于产生基准电平给OVP，UVP和OCP工作好的轨迹高的去耦被推荐使用。用一只100nF（推荐uF）瓷介电容直接放在1PIN和14PIN之间，此外，VDD

6、上升轨的误差也要限制，否则会影响OVP，UVP和OCP的保护偏差。总线UV检测，起动延迟。控制器的VIN端是在内部比较2.38V的基准电压去使能输出开关信号。用一个电阻分压器接到PFC级给出的总线电压，用一个与总线电压成比例的值去实现所需要的使能电平。THEVRNIN当量源自分压器电阻链推荐值不超过10欧，一个小的本地滤波器电容从VIN接到VSS防止噪声影响总线电压检测，当然这个滤波器电容值不能超过nF，VIN端响应时间不会退化。这个端子加入600mV滞后送到总线欠压禁止电平，这个滞后帮助防止不想要的ICC级在AC移去后或因典型低的环路带宽及由于PFC带来的总线动荡造成重新起动，当VIN电平低

7、到欠压下降阈值以下时，电流开关周期完成，于是控制器停止开关直到VIN增加到欠压阈值的上限以上。PFC总线VIN欠压电平示于图5。 图5 PFC总线电压的检测，UV和OV的电路对于90WLP笔记本适配器参数设计，特别希望VIN的上升速率仅取决于AC的线路电压，PFC级功率元件和控制电路及值，典型从到稳定值的上升值的上升时间大约为10mS。一旦总线电压超出，上升到UV使能水平，控制器实施一个固定的起动延迟时间，这个起动延迟实施会允许PFC级的误差放大器去解决接通其最后的值，容易起动总线电压瞬态并因此改善输出起动动态。总线OVP检测VIN端还比较一个更高一些的OVP参考电平2.83V，该设置的总线O

8、VP电平为UV使能电平的120，正常工作时，PFC级将调整总线电压，具有的总线过箝制上限水平保持总线电压要能在从重载到轻载瞬间达到过多的水平，UCC29900加入闩锁OVP关断，防止系统损坏。在此情况下，FAULT端可用触发器锁住PFC级，PFC总线VINOVP水平如图。一个小的本地滤波器电容从VIN端接到VSS端。防止噪声影响总线电压检测，当然这个滤波器电容值不能超过nF，OVP的响应时间不会退化。正如所有故障检测。如果OVP在一个开关周期中出现，然后周期完成。在周期结束时控制器进入闩锁故障状态，如果OVP出现在一个开关周期之后。控制器立即进入故障闩锁状态。上斜模式一旦起动延迟周期过去，控制

9、器即开始上斜模式，这个模式交付一个单开关周期，随后用一个定义的关断时间。即无开关周期的间隔时间，在交付这后，另一个单一开关周期交付，随后又交付另一个定义的关断时间，开关周期之间的关断时间渐渐地减少，单开关周期交付得逐渐靠在一起。用渐近的先进单开关周期靠在一起，输出电压便慢慢地增加。上斜的占空比，定义做增加的周期期间的开关周期之比，也就是开关周期期间和随后的关断期间的总和，一个循序渐进的占空比的增加被执行可确保大约线性单调地上斜输出电压，这是最小的固定的关断时间运行结果，一个固定的最大的上斜占空比在结束时通常为95。取决于负载的需求，输出将正常地在通常20mS上斜期间达到稳压值。随着输出反馈信号

10、FB变低，说明输出已达到正常稳压电平，然后上斜终止，正常的输出电压开始稳定。取决于负载的需求和起动AC线路电压上斜的时间，在某些环境下，输出电压在上斜结束时不可能达到稳压值，这是由于固有的BUCKPFC的死区时间，此期间BUCKPFC级反转，没有功率从AC线路送到此处，在此情况下，由于总线电压会有效的减小，此时集成器占空比增加，输出电压会下斜，或者为平稳状态，对此，调整率不会总出现在上斜阶段，在此情况，操作仍旧是在20mS后先行到正常开关模式，在此工作模式整个给出100的有效占空比。输出电压会很快达到正常水平。 图6 典型上斜时脉冲设置时序反馈输入（）FB输入端用来调节输出电压在滞后控制模式，

11、输出电压检测并与基准在二次侧的比较器比较，比较器的输出驱动一个数字施密特输入的光耦，当输出电压低于调整值时，比较器输出为高电平光耦设有被驱动，当输出电压超出调整值时，比较器输出变低，同时令光耦导通，用这种方法，输出比较器的功能象一个简单的一位A/D变换器，光耦将数字反馈信息跨过隔离带送到初级侧，光耦输出信号送到FB处为高电平时，此时VOUT低于调整率电平，在FB处为低电平时，VOUT高于调整率电平。在正常模式，控制器用监视FB端电平来确定开关周期的标志空间之比当FB发现为高电平时，开关周期即开始，每次开关周期开始时，它就会整个周期干完，而不管FB端电平，在每个电流开关周期，FB监视并决定是否或

12、者不进行下一个开关周期。如果FB仍旧为高电平，则另一个开关周期就连续地交付，如果FB为低电平，则开关停止或在电流周期结束时放弃工作，在给出开关周期时，FB在每个开关周期中被调查(在约每uS一次),一旦开关在周期结束时停止，FB即被监视，而控制器等待下一个FB从高过渡到指示下一个开关重新开始。 图7 典型的反馈响应波形 图8 HB 驱动信号栅驱动伏秒平衡驱动信号LG和HG设计成能给出高边，低边导通时间平衡的半桥驱动MOS的脉冲，这是为确保变压器的伏秒平衡，此外如图8所示，信号是“曼彻斯特编码”。这个所有权工作模式意味着LG导通时间递送到两个间隔处，为每半个HG导通时间的期间。就是用这个驱动信号顺

13、序，即LGHGLG。这个编码附加确认半桥电容的中点保持平衡。如果使用栅驱动变压器，这个编码还要确保驱动信号的平衡。栅驱动的死区时间LG和HG驱动信号推荐通过RCD延迟网络接到驱动器的输入，如图9，这样允许驱动信号的死区时间或非重叠时间能用外电阻电容适当调节，固定的内部死区时间方案没有实施，而是允许用户有更多的柔性，使用外部RCD延迟给出更多的系统设计柔性，去迎合不同的功率水平的系统，所选的MOSFET以及变压器的设计。实现的ZVS波形见图10。重要的是系统能设计得使用此死区时间实现零电压开关(ZVS)或软开关，在此情况，储存在变压器漏感中的能量可以用来在死区时间给MOS的输出电容充电放电，从而

14、使MOSFET在关断时放电到零或在开通前降到零。软开关减小了开关损耗，提高了系统的效率。驱动信号死区时间的管理是关键的，要确保系统在初级侧的两个半桥的MOSFET之间不出现交叉导通，还包括初级侧MOSFET和二次侧同步整流的MOSFET之间也不出现交叉导通。这样，交叉导通就不会造成过多的器件功耗，降低系统的效率，也降低了EMC的问题，内部系统免除噪声，也防止了在某些情况下的MOSFET由于过热损坏。 图9 典型RCD死区时间执行电路 图10 典型ZVS工作波形HG OFF，LG ON栅驱动的频率抖动栅驱动的信号怕频率抖动用于改善EMC性能，这是用改变开关周期使之离散来执行的，列表如下，最大抖动

15、频率限制为不得高于135KHZ，此为防止最大开关频率超出EN55022给定的150KHZ范围。 频率抖动范围控制器设置正常为mS的时间在每个独特的开关频率处，此频率被抖动，其顺序系从最小值到最大值，然后返回最小值，在每个频率段却开出相同的时间。轻载模式当系统的负载电流降到满载的以下时，控制器进入轻载模式，在此模式中，控制器延长MOSFET的导通时间到正常工作时的一倍，也就是16微秒或62.5KHZ的开关频率，在此一半频率下，输出电感电流将达到两倍水平，会有四倍的能量存在电感中，并送到输出电容上。这会导致轻载模式下，开关周期的猝发率减到大约四倍，开关周期的重复率的这种减少极大地改善了功率级的效率

16、。因为电流检测信号的低水平幅度成为现实，无法在轻载模式下检测非常低的电流水平。因此，轻载传输时执行用测量开关周期的时序，也就是用脉冲设置分离去代替负载电流的水平这在轼载时是非常有效的。因为操作为很重的断续形式，脉冲设置交付率几乎随负载为线性变化。为确保清晰的传输，滞后在此时段执行，轻载模式下传出传入都是决定值，此外，由于滞后模式控制，这些总是在因输出比较器中噪声在连续脉冲设置之间的间隔时间中的抖动等级，为使此模式下传输时强化抖动，用计数器确保连续脉冲时段使事件只有小数目，这样满足传输判断在传输前即完成。为了快速响应突发的负载命令，如果FB输入仍旧为高，甚至在给出轻载模式之后一个周期仍旧为高，然

17、后立即传输正常模式出现，不管脉冲设置之间的时段或模式传输计数器的值。频率抖动在轻载时没有使用 图11 轻载模式下的典型脉冲设置时段(入变压器) 图12 轻载模式下的典型脉冲设置时段(出变压器) 箝制功能作为反馈输入部分的已知概要，在正常模式下，控制器监视FB端来决定开关周期的标志/周期比率。当FB被发现为低电平时，开关停止或在电流周期结束时撤出，用撤出的方法，半桥变压器励磁电流大约为零，半桥电容的中心点电压仍旧保持平衡，当然，反映的负载电流仍旧流过漏感，所以变压器必须箝位，此为防止二次侧自偏置驱动的同步整流器假的导通，没有这种箝制，在撤出期间漏感能量会导至同步整流MOSFET的栅电压上升超出使

18、其中一边MOSFET导通。变压器线圈在撤出时段会出现罗耶型自激振荡，这可能导致高的音频噪音，在变压器和MOSFET中导致高的损耗，并可能损坏功率器件。这种箝制用在变压器上加一组线圈来解决在撤出期间由开启一个MOS短路此线圈到GND。UCC29900的CLAMP信号设计在撤出时段变为高电平，此时LG和HG两者都无效。所以能用来驱动一个外部的箝制MOSFET，箝制线圈可以用多种方法实现，但最理想的还是合理的与初级主线圈好好的耦合。如果整流二极管加入进来，箝制功能可用另一个二极管去耦，然后箝制线圈可以方便地服务两个目标，可以作为偏置源。 图13 典型的箝制功能及整个功率转换电路过流和短路保护模式过流

19、和短路保护模式取决于OC MODE端是高电平还是低电平，如果这端为低电平，则所有FUALT条件导致FUALT输出到高电平，控制器进入闰锁故障状态，从该状态恢复，用电源循环系统来实现。如果这端拉为高电平，然后在过流或短路时控制器进入打呃模式，在打呃模式中，FUALT线仍旧为低电平，开关停止工作，打呃延迟时间大约定480毫秒，一旦这个间隔过去，FB和SCP端变为高电平，开关工作恢复成软起动上斜模式，如果故障已清除系统将重新起动，或再等待480毫秒再试一次，系统将每480毫秒连续试一次，直到成功重新起动实现。过流保护过流检测功能由测量流过初级功率级的电流来实现，因为二次侧负载电流不能直接检测，因初级

20、之间有隔离屏障，初级电流检测是一个精密的流过二次侧电流的复制品，但它具有两倍AC线路频率的大的纹波电流成分。在CS端，检测电流通过一个RC网络滤波，帮助滤去开关纹波。推荐的滤波网络是4.7K47nF，CS端源的前馈电阻推荐在家5.3K以下，对于变化的过载和输出短路，这对于独立并行的保护还是必要的，所以CS端滤波器延迟仍旧不是很重要的。CS信号在内部与两个电平的过流历程比较，两个过流电平阈值允许更迅速地响应过载状态，较低的电平设为75毫伏，延迟时间为15毫秒。高一点的过流电平为200毫伏，具有的延迟时间为10毫秒，如果其中之一超出，并超过响应延迟时间，则进入OCP状态，OC MODE端子可用于选

21、择关断或打呃响应。短路保护（SCP）由于精心设置的内部延迟时间可能确保能通过短时间(小于10毫秒)的过载，CS端内部响应不是足够快地确保合适的保护功率级，在几种过载状态(如输出短路),对此推荐使用独立的外部快速比较器对容易执行及成本低廉的。可以充分地执行一种简单的低成本的晶体管Q11来执行，见图14。晶体管的基极接到同一并联电阻上，此电阻产生CS信号惯例CS端，在几种过流条件下，由于短路，此NPN晶体管将导通，其集电极各通过一支二极管分别接到控制器的FB和SCP输入端。一旦SCP拉下在内部锁住，控制器临时地禁止所有开关，一个SCP消隐间隔，如果OC MODE端是LO这个间隔为毫秒，如果它是HI

22、则是480毫秒。在此间隔期间，VIN电平仍旧由OVP和UV监视，在间隔结束时，如果FB或SCP端电平有一个变低，则消隐间隔延长直到FB和SCP两者再次为高。 图14 典型的SCP功能执行电路一旦消隐间隔过去，FB和SCP两者变为高电平，则开关工作恢复，进入软起动上斜模式，这样可确保电流再次建起并进入短路状态。如果短路故障消除，它还确保系统能正常地重新起动，进入满载状态。当然，如果适中仍在，则在一点进入上斜阶段，电流奸起并达到一个水平，超出外部晶体管基极导通水平时，NPN晶体管再次导通，拉下FB和SCP端，FB和SCP也拉下来终止上斜模式，强制控制器进入SCP模式。在仅锁断OC MODE中，每时的SCP模式都会进入，SCP模式计数递增，一旦SCP模式计数器达到10次限量，则控制器进入锁断状态，并且FUALT端被驱动到高电平。当然，如果成功的上斜在SCP端没有拉低时，它将完成。然后SCP模式计数器在短路时段递减