基于PWM调制的12v220v正弦波逆变电源

1、目录第一章 概述1第二章 设计总体思路51 总体框架图52 设计的原理和思路63 局部电路7(1)电压型逆变电路7(2)电流型逆变电路8(3) 全桥正弦逆变器9第三章 主电路设计121 主电路概况122 主电路局部电路介绍131)、电网滤波132)、浪涌电流抑制电路133)、整流滤波144)、DCAC变换145)、高频变压器选择176)、输出整流滤波电路177)、主电路保护18第四章 控制电路设计191. 主控制芯片介绍19IR2110外部引脚封装图212. 驱动电路设计211) 驱动电路概念212) PWM产生电路223) 驱动电路的设计233. 过零检测及续流触发电路244. 控制保护电路

2、设计25第五章 总结与心得26附录 总电路图28参考文献29第一章 概述摘要：研究了一种新型开关电源的设计。它采用移相全桥PWM控制电路，输出较大的功率，并具有体积小、重量轻、开关频率高等优点。给出了各部分相应的电路图，并进行了详细的介绍。关键词：高频软开关；开关电源；高频变压器 PWM电路引言：近年来，随着航空、航天和计算机事业的发展，对电源在体积、重量和效率等方面提出了越来越高的要求。开关电源就是在这种情况下发展起来的一种小型电源。它具有体积小、重量轻、频率高、成本低、效率高等一系列优点。同时，由于它的线路简单，可靠性高，而被广泛地应用于航空、航天和电子计算机等方面。 一切电子设备都离不开

3、电源提供能量，随着电子技术的发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，对电源的要求更加灵活多样。逆变是对电能进行变换和控制的一种基本形式。现代逆变技术是综合了现代电力电子开关器件的应用、现代功率变换、 PWM技术、频率及相位调制技术、开关电源技术和控制技术等的一门实用设计技术。 电源的发展也随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整正弦波逆变电源是连续控制

4、的线性正弦波逆变电源 。这种传统正弦波逆变电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性正弦波逆变电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点、但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都不得和很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统

5、技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压

6、。正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路,这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高正弦波逆变电源的一种

7、方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。正弦波逆变电源技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面：小型化、薄型化、轻量化、高频化开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此正弦波逆变电源的小型实质是就是尽可能减小其中储元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。高可靠性正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少

8、的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。低噪声开关电源的缺点之一是噪声大。单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声。所以，尽可能地降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。采用计算机辅助设计和控制采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数,使正弦波逆变电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体

9、器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。第二章 设计总体思路1 总体框架图滤波电路逆变电路输入315V直流电驱动电路UC3842脉宽调制电路输出220V交流电误差比较 次课程设计要求输入315V直流，输出220V交流，主电路采用单

10、相桥式逆变电路，对高频开关器件常用PWM波控制，要产生正弦波可采用SPWM控制方法，通过控制电力电子器件MOSFET的关断来控制产生交变正弦波电压。控制电路主要实现产生SPWM波，设计要求选用UC3842电流控制型PWM控制器产生控制脉冲。而UC3842实质上是通过输入的两路波进行比较，输出比较后形成的脉冲波，鉴于UC3842的这一特征，可以通过输入正弦漫头波和锯齿波进行比较得到所需的正弦波控制脉冲。正弦波产生器的设计有多种方法，本次课程设计采用555定时器多谐振电路产生方波经过滤波产生正弦波的方法作为正弦波产生器，再经过整流，使之成为正弦漫头波。锯齿波的产生电路比较简单，可以直接利用UC38

11、42内部提供的谐振器加入外围电阻电容产生。此外电路要求输出的正弦波幅度可调，此时就需要使加入的正弦波漫头波幅值可调，此可以通过一加法器使之与设置电压相叠加产生电压可变的正弦电压。主电路和控制电路的一些中间环节都是需要滤波的，由于产用SPWM控制，主电路的谐波成分较少，可以通过简单的RC无源滤波。控制电路中的方波要变成较为标准的正弦波，要滤去的谐波成分就要多得多，可以采用有源滤波，且可以通过积分环节使方波变成比较好的正弦波。由于设计出来的电路是作为电源用的，对电源电流、电压检测就显得非常有必要了，可以通过从电源负载取出电流信号作为UC3842的关断信号，从而实现主电路的限流作用。要实现电流、电压

12、的稳定，则可以通过取出的电流、电压信号与控制电路构成闭环控制来实现。为了不至使电路结构过于复杂，只设计了简单的电压反馈环使电压基本能跟随给定维持恒定。2 设计的原理和思路 图2 正弦波逆变电源的组成框图该电路采用他励式,2管双推动输出脉宽调制方式输出电压为220V,输出电流2A,有欠压、过压和过流等多重保护功能。该正弦波逆变电源控制级的核心部件是PWM脉宽调制电路UC3842。3 局部电路 (1)电压型逆变电路可采用移相方式调节逆变电路的输出电压，称为移相调压。各栅极信号为180º正偏，180º反偏，且V1和V2互补，V3和V4互补关系不变。V3的基极信号只比V1落后q (

13、 0<q <180º)，V3、V4的栅极信号分别比V2、V1的前移180º-q，uo成为正负各为q 的脉冲，改变q 即可调节输出电压有效值。图2.1电压型逆变电路电压型逆变电路的特点(1) 直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动(2) 输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同(3) 阻感负载时需提供无功。为了给交流侧向直流侧反馈的无功提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。(2)电流型逆变电路直流电源为电流源的逆变电路电流型逆变电路。一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，可近似看成直流电流源。交流侧电容用于吸收换流时负载电感中存贮的能量。电流型逆变电

14、路主要特点：(1) 直流侧串大电感，相当于电流源。(2) 交流输出电流为矩形波，输出电压波形和相位因负载不同而不同。(3) 直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管。电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。换流方式有负载换流、强迫换流。VT1VT4是桥式电路的4个臂，由电力电子器件及辅助电路组成。VT1、VT4闭合，VT2、VT3断开时，负载电压uo为正VT1、VT4断开，VT2、VT3闭合时，uo为负，把直流电变成了交流电。改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。图2-2 电流型逆变电路及其波形电阻负载时，负载电流io和uo的波形相同，相位也相同。阻感负载时，

15、io滞后于uo，波形也不同（图2-2b）。t1前：S1、S4通，uo和io均为正。t1时刻断开S1、S4，合上S2、S3，uo变负，但io不能立刻反向。io从电源负极流出，经S2、负载和S3流回正极，负载电感能量向电源反馈，io逐渐减小，t2时刻降为零，之后io才反向并增大。(3) 全桥正弦逆变器 图2-3示出单相全桥逆变器的原理电路及波形。其中H桥和滤波电路完成直流到交流的变换,滤去谐波，获得交流电；控制电路完成对H桥中开关管的控制，并使输出交流电的电压、频率和波形定。如图所示，Vd是直流电压源，S1S4是4个IGBT开关管，L和C是滤波电感和滤波电容，用于滤除逆变系统中的高次谐波。RL和R

16、C是滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗。z是负载，负载可以是纯阻性也可以是非线性等。 图2-3 全桥逆变主电路 对逆变器的控制主要包括对SPWM的控制(即H桥开关管开关方式)和对SPWM脉宽的控制二部分。SPWM的控制方式可分为单极性和双极性二种。在传统的单极性或双极性控制方式中，开关管均工作在高频条件下，这样虽然可以得到较理想的正弦输出电压波形，但也产生了较大的开关损耗，且频率越高，损耗越大。 SPWM的生成原理及波形如图2-4所示。由于采用正弦波调制波(Ussintst)与三角波载波(幅值为Uc的正三角波，频率为c)相交来获得SPWM波，因此，基波频率为调制波的频率，基波幅值与调制比M(M=

17、Us/Uc)成正比关系，谐波含量少。正弦逆变器常采用SPWM控制，利用调制波控制输出波形频率，调整M来控制输出电压幅值。工作时，H桥中Sl、S4在前半周期内以图2中的SPWM信号闭合，S2、S3断开；在后半周期内S1、S4断开，S2、S3以SPWM信号闭合。故在整个周期内H桥输出波形如图1(b)所示。这样，对该波形进行滤波，即可获得频率为s。，幅值正比M与调制比M的正弦交流电图2-4第三章 主电路设计1 主电路概况按要求主电路包括一下几个部分：1.输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂音反馈到公共电网。2.整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级

18、变换。3.逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。当然并不是频率越高越好，这里还涉及到元器件，成本PT扰，功耗等多种因素。4.输出整流与滤波：是根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。主电路图如下：图3-1 主电路图2 主电路局部电路介绍1)、电网滤波 高频装置必须考虑射频干扰（RFI）与电磁干扰（EMI）以及谐波影响，本装置在交流输入端采用线路滤波器，用于有效抑制和吸收电网可能出现的强脉冲对电源的干扰，同时线路滤波器具有良好的共模和差模损耗，有效地抑制电源产生的高频干扰信号影响电网，实现电源与电网的隔离和减少电源对周围环境的电磁干扰

19、。图3-2输入滤波器 本电路主要由互感变压器 L1 、电容 Cl 和 Cz 组成。其作用是阻断电网的干扰进入电源,以及防止此开关电源自身产生的脉冲干扰电网。2)、浪涌电流抑制电路 发射机在每次接通电源瞬间 , 滤波电容 C3的充 电电施很大 , 该电流就称为浪涌电流 , 若不加以抑制 , 将会损坏整流桥等元件。浪涌抑制电路主要由双向可控硅VSE以及开关变压器 T2的3，4 绕组等元件组成。 开闸瞬间电阻R1可将浪涌电流以热能的方式消能掉。待电源工作正常后 , 由开关变压器 T2 的3，4绕组3)、整流滤波 当正弦电压为上正下负的时候，由零逐渐增大时，二极管D1、D3正偏导通，电源通过D1、D3

20、向负载供电，同时向电容充电，直到 以后随着输入电压下降，电容C开始向负载放电。在处于输入电压小于Uc期间，四个二极管都反偏截止，此时负载两端电压靠C的放电来维持，当电容放电到Uc等于输入电压的绝对值,输入电压的负半周使D2D4正偏道通，电容充电，如此周而复始的充放电。电容滤波主要利用电容两端电压不能突变的特性,使负载电压波形平滑，故电容应与负载并联,且电容值较大。图3-3全波整流电路图整流桥的输出直流电压Uo=1.2×U2=(1.11.2)×220=260V 。根据设计要求其输出电流Io=200A二极管承受的最大反向电压为 流过二极管的平均电流Id=0.5×200

21、=100A考虑两倍的裕量,故可以选取整流二极管的最大反向耐压值为：600V，最大允许电流为100A。 4)、DCAC变换 功率场效应管MOSFET与双极晶体管不同，是电压驱动的多数载流子导电器件，这就决定了其驱动电路简单，驱动功率小。由于是多数载流子导电，不存在存储效应。因此上升和下降速度快，存储时间短，开关损耗小，可以共作在很高的开关频率。 MOSFET属于线性器件，导电时呈电阻特性，且其电阻值随温度升高而增大，即MOSFET具有正温度系数的特性，这一特性不仅使其避免了双极晶体管的二次击穿现象，而且使得并联运行变得相当简单，MOSFET在并联运行时无需增加任何均流措施。 (1) 电压型半桥逆

22、变工作原理: 电压型逆变的特点是输出电压矩形波、输出电流近似正弦，电路如下图所示。当MOSFET管均不触发截止时，通过电容C12、C13分压，电容二端均为U/2。当MOSFET管触发导通时，U经MOSFET1管VI1、高频逆变器一次侧对C13充电，C12上电压经过VI1管对变压器放电；VI2导通VI1关断时，U经VI2、变压器对C12 充电，C13通过VI2管对变压器放电 。由于 C12、C13电容量大，器件交替触发通断频率高，电容两端电压可看成不变均为U/2。从理想状态分析，逆变器输出电压波形为交变矩形波，幅值均为U/2。实际工作时，由于MOSFET管关断需要时间，在两管交替触发时刻会造成两

23、管同时导通使直流电压短路，这是绝对不允许的。为此通过触发脉冲的脉宽调制控制，使MOSFET管导通时间小于U/2，即出现两管均不导通的死区，通常控制脉冲占空比范围为0.850.9，这种控制方式称为控制，此时逆变桥输出电压、电流波形如图B示，为一周期内的死区时间，则T-/T=0.850.9。t1时刻已导通的VI1管触发关断，由于高频变压器漏感储能作用，使变压器一次侧感应出U/2电压，极性为左正右负，因此VI1管C1E1端电压从零瞬时突跳至U，随着漏感储能的释放，C1E1的电压迅速降至U/2，在VI1管两端出现尖峰电压。t1t2为/2，t2时刻触发VI1管导通，UC1E1稳定升至U值，t3时刻关断V

24、I2，变压器一次侧感应左负右正的电压大小近似为U/2，致使UC1E1瞬时降为零，待漏感能量消失后恢复至1/2U，t4时刻VI1导通，t5时刻VI1重复关断。图3-4半桥式功率变换器简图 (2)MOSFET管的电压电流计算与选择 管子电压 交流220V经全桥整流滤波，加至逆变桥的电压U约为260V，考虑余量通常选600V等级的MOSFET管。通常模块结构的MOSFET，其电压等级为600V、1200V、1700V三种。管子电流 由于MOSFET管较多工作于脉冲调制状态，计算有效电流值较困难，器件的高频开关损耗又与工作频率和电路缓冲等结构有关。MOSFET管标定的电流等级是集电极连续电流Ic,没有

25、考虑重复开关的损耗，工程计算是以实际流过管子的最大峰值电流（瞬时过电流不考虑）再考虑2倍左右裕量来选择。根据设计要求,输出电流为200A，高频整流变压器电压比为261，变压器一次电流即MOSFET管峰值电流约为200A/267.8A，考虑开关损耗和裕量选20A管子。 （3）C12、C13的选择 根据P=0.5CU×U，1300=0.5×260×260×C，得C12=C13=38mF 5)、高频变压器选择 在传统的高频变压器设计中，由于磁芯材料的限制，其工作频率较低，一般在20kHz左右。随着电源技术的不断发展，电源系统的小型化，高频化和高功率比已成为一个

26、永恒的研究方向和发展趋势。因此，研究使用频率更高的电源变压器是降低电源系统体积，提高电源输出功率比的关键因素。 总体而言，对磁性材料要求是具有宽的温度范围，高频损耗小，矫顽力低，导磁率高；对变压器绕组来说，要求通风散热好，且绕组要用多股细线并绕，或者用铜皮绕制，以减少高频时集肤效应。变压器效率=0.9，开关管工作频率为30kHz，则变压器容量(输出功率)可求出：PT=200×5/0.9=1200(W)整流输出电压260V经半桥逆变得到130V,所以变压器原边电压为130V根据设计要求变压器副边电压为5V,固变压器匝数比为130:5=26:16)、输出整流滤波电路 一般而言，输出整流电

27、路有两种：一种是四个整流二极管构成的全桥整流方式，另一种是两个整流二极管构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较高、输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式。当输出电压比较低、输出电流比较大时，为减小整流桥的通态损耗，提高变压器的效率，一般选用双半波整流方式。 本电源的开关频率为30KHz，输出整流二极管可选用肖特基二极管。变压器副边是双半波整流电路，变压器副边的电压、电流有效值分别为：U2=5/0.9=5.7V I2=200/2=100A 整流二极管上承受的最大反向电压和整流二极管最大允许流过的电流分别为， ,Im=100/1.57=64A,在整流管开关时，有一定的振荡，因此要考虑

28、1.5-2倍的裕量，可以选用输出整流二极管的额定电压为20V，额定电流为150A。其中电感和电容起滤波作用。7)、主电路保护交流侧通过快速熔断器(FU)实现短路保护,直流侧通过压敏电阻(RV)实现过电压保护。由于电力电子器件的开关速度较快,受分布电容电感的影响,会使电力电子器件在开通和关断时产生过电流或过电压,对此采用缓冲电路进行抑制。在变压器的一次侧采用RC电路防止干扰信号进入高频变压器。图3-5 主电路保护电路第四章 控制电路设计 1. 主控制芯片介绍1) UC3842:本次课程设计由芯片UC3842产生脉冲，来控制MOSFET来实现斩波调压，它具有管脚数量少，外围电路简单等特点，因而得到

29、了广泛的应用。UC3842是一种单端输出的峰值电流PWM控制芯片，管脚示意如图4-1所示。其内部有误差放大器、PWM调制、锁存、振荡时钟等基本模块，还有欠压锁定、过压保护、基准电源、低起动电流、电流图腾输出等功能。芯片可以对高压用电阻降压起动，待起动完成后由馈电绕组供电。补偿端接RC网络来改变误差放大器的闭环增益和频率响应。电流反馈端Ucs>1V时输出脉冲关断，起到逐个脉冲限流保护。时钟由外接阻容RT和CT决定。UC3842是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源和电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有以下特点：1）管脚

30、数量少，外围电路简单，价格低廉；2）电压调整率很好；3）负载调整率明显改善；4）频响特性好，稳定幅度大；5）具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。因此他是目前比较理想的新型的脉宽调制器，2) IR2110: IR2110是一种多通道高压、高速电压型功率开关器件栅极驱动器，具有自举浮动电源，驱动电路非常简单，只用一路电源可同时驱动上、下桥臂。在小功率驱动场合， IR2110应用技术较成熟。IR2110驱动器的内部结构框图如下图所示：图（12）IR2110驱动器的内部结构框图它包括：逻辑输入、电平转换、保护、上桥臂输出和下桥臂输出。逻辑输入端采用施密特触发电路，提高抗干扰能力。输入逻辑电路与TTL

31、/COMS电平兼容，其输入引脚阀值与电源Udd成比例，为电源电压Udd的10%，各通道相对独立。由于逻辑信号均通过电平耦合电路联接到各自的通道上，容许逻辑电路参考地（Uss）与功率电路参考地（COM）之间有-5V和+5V的偏移量，并且能屏蔽小于50ns的脉冲，这样有较理想的抗噪声效果。输出用图腾柱结构，两个高压MOS管推挽驱动器的最大灌入或输出电流可达2A，上桥臂通道可以承受500V的电压。输入与输出信号之间的传导延时较小，开通传导延时为120ns，关断传导延时为95ns。电源Ucc典型值为15V，逻辑电源和模拟电源共用一个15V电源，逻辑地和模拟地接在一起。输出端设有对功率电源Ucc欠压保护

32、，当小于8.2V时，封锁驱动输出。下图给出了IR2110典型驱动电路。上桥臂通道电位参考点（Us），相对于功率地（COM）可从-5V浮动到+500V。其浮动电位参考点为管脚5（Us），浮动电源为管脚6（Ub），两引脚之间接有自举电容。引脚Us接上桥臂功率管的源极，在上桥臂功率管截止、下桥臂功率管导通时，电位接近COM的电位，Ucc通过快速恢复二极管VD向自举电容C充电。上桥臂功率管导通时引脚Us接近直流母线电源，允许达到500V。由于MOSFET和IGBT栅极均是电压型驱动，所以可由自举电容代替上桥臂通道的隔离电源。IR2110自举悬浮驱动电源可同时驱动同一桥臂的上、下两个开关器件，驱动500

33、V主电路系统，工作频率可以达到500kHz。芯片还有一个封锁两路输出的保护端SD，在SD输入高电平时，两路输出均被封锁。但是IR2110不能产生负压，所以栅极的抗干扰设计尤为重要。IR2110外部引脚封装图2. 驱动电路设计1) 驱动电路概念：驱动电路的基本任务是将控制电路发出的信号转化为加在电力电子器件控制段和公共段之间、可以使其开通或关断的信号。同时驱动电路通常还具有电器隔离及电力电子器件的保护等功能。电气隔离是实现主电路及控制电路之间电量的隔离，在含有多个开关器件的电路中，电气隔离通常是保证电路正常工作的必要环节，同时电气隔离可以减少主电路开关噪声对控制电路的影响，并提高控制电路的安全性

34、。电气隔离一段采用光隔离（如光耦合器）或磁隔离（如脉冲变压器）来实现2) PWM产生电路：采用UC3842产生脉宽调制信号，用IR2110驱动功率管，因UC3842能同时产生两路PWM的输出，用一块UC3842就可以来驱动两块IR2110芯片，UC3842的引脚及PWM产生电路如上图示。图中，UC3842的引脚13和15接40V电源，它所产生的PWM的频率 用式（1）计算。 fT(KHz)=2.2/RT(KQ)CT(uF) (1) UC3842产生的PWM信号由引脚11和14输出来控制IR2110，由2块IR2110来产生4个驱动MOSFET和IGBT电压型功率器件图4-1 UC3846引脚及

35、PWM产生电路图利用UC3842产生PWM电路图3) 驱动电路的设计：IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V，du/dt=±50V/ns，在15V下的静态功耗仅有1.6mW；输出的栅极驱动电压范围为1020V，逻辑电源电压范围为515V，逻辑电源地电压偏移范围为5V5V。IR2110采用CMOS施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。推挽式驱动输出峰值电流2A，负载为1000pF时，开关时间典型值为25ns。两路匹配传输导通延时为120ns，关断延时为94ns。I

36、R2110的脚10可以承受2A的反向电流。 图5给出了IR2110在本设计中驱动全桥电路功率管的电路。IR2110的开通与关断传输延迟时间是接近匹配的（失配时间不大于10ns），开通传输延迟时间比关断传输延迟时间长25ns，这就保证了功率管在工作时不会发生重叠导通，为了更加安全起见，可在功率管的栅极上加一电阻与二极管网络（如图5中所示），这些电阻、二极管网络可进一步延迟功率管的导通而对其关断没有影响，这就相当于增加了死区时间。IR2110采用14端DIP封装，引出端排列如图所示。它的各引脚功能如下：脚1（LO）是低端通道输出；脚2（COM）是公共端；脚3（Vss）是低端固定电源电压；脚5（Us

37、）是高端浮置电源偏移电压；脚6(UB)是高端浮置电源电压；脚7（HO）是高端输出；脚9（VDD）是逻辑电路电源电压；脚10（HIN）、脚11（SD）、脚12（LIN）均是逻辑输入；脚13（Vss）是逻辑电路地电位端外加电源电压，其值可以为0V；脚4、脚8、脚14均为空端。它的功能原理图如图4所示。3. 过零检测及续流触发电路当负载为阻感负载时，电路必须有续流环节，续流环节由Q1和Q2两个MOSFET来控制，当电压处于正半周时通过Q2,在负半周时通过Q1,但Q1与Q2之间如何进行转变这必须有一个正确的判断，这就需要过零检测电路。如下图所示，交流电压经过变压器变压，因交流信号有正向过零点和负向过零点，故运用一个正向比例器与反向比例器进行两零点与标准零点电压的比较，其输出信号经过光控隔离进行稳压和放大后，分别控制续流装置中的Q1和Q2两个MOSFET管控制端。为了防止Q1、Q2两个同时开通，我们采用了互锁，就是说Q1、Q2管不可以同时导通，在正半波，开通Q2管续流；在负半波，开通Q1管续流。4. 控制保护电路设计为了防止电路的过电压，保护电路我设计了一保护电路，如下图所示，在电路的输出端用一变压器进行降压然后再用整流桥进行整流使之变成直流电，输出电压与比较器上设定的正5伏电压相