有源钳位正激变化器的工作原理

1、第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和36。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷37-39o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设

2、计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。(3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加

3、了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流

4、电路的复杂度。图2-1低边有源箝位电路VT1Vin VT2ccccVT3ILoFig. 2-1 Low-Side active clamp circuitN1:N2精选范本，供参考!图2-2局边有源箝位电路Fig.2-2High-Sideactiveclampcircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别40o本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。(1)箝位电路的构成如图2-1所示的有源箝位电路由一个P沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开

5、关管的两端，一般称之为低边箝位电路。如图2-2所示的有源箝位电路由一个N沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。这两种电路之所以选用的功率MOSFET的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。对于相同的电压和相同的模片区域，P沟道功率MOSFET比N沟道功率MOSFET的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。(2)箝位电容上的电压忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：(2-1)Vin1-D由式(2-1)可知，Vc的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表

6、达式一样，因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路。同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：(2-2)D%1-D由式(2-2)可知，Vc的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。(3)栅极驱动的实现方法箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管VT2要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现。而低边箝位电路的箝位开关管为P型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。相对于低边箝位电路中的

7、箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成本也较高。关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。止匕外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P沟道功率MOSFET,因而在选取器件时已经没有了很大的限制。2.2 有源箝位正激变换器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，具主电路拓扑结构如上图2-1所示。在图2-1所示电品&中，VTi为主功率开关管，箝位电容Cc和箝位开关管VT2串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管VTi两端

8、。Lm为励磁电感，Lr为变压器漏感和外加电感之和。Cr为主功率管VTi、箝位开关管VT2的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。变压器的副边由VT3、VT4构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。Lo为输出滤波电感，Co为输出滤波电容。为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的。箝位电容Cc远大于谐振电容Cr。(3)输出滤波电感Lo足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个包流源，同理，输出滤波电容Co足够大，则其上的输出电压不变，为一个恒压源。(4)谐振电感Lr远小于励磁电感Lm0(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为n=Ni：N

9、2。(6)为了使主管能完全实现ZVS开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生2-3所示。电容存储的电场能。有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图V GS(VT1)2LVinVVCrVCcViLmiLriVT1iCc-V GS(VT2)iVT3图2-3有源箝位正激变换器的主要参数波形Fig.2-3Waveformsofactiveclampforwardconverter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个工作模式，其工作过程如下：工作模式1(t0tl)在t=b时刻，同步整流管的体二极管D3、D4换流结束，同步整流管VT3导通，输入能量通过变压器和整流管VT3传送到输出负载。因为此前VT3的寄

10、生二极管D3处于导通状态，因此整流管VT3实现了零电压开通。在该工作阶段内，谐振电感Lr和变压器原边励磁电感Lm上的电流在输入电压Vin作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：Fig. 2-4 State 1(toti)在这段时间内有:ViniLmtLmt0L-t-t0(2-3)Lm+LrIcV；cLLrt=I。-Lmtt.t-t-nLm+Lrn在1=白时刻，主功率开关管VTi上的驱动信号消失，VTi关断，该工作阶段结束。这个时间段的长度由变换器的占空比决定。(2)工作模式2(tit2)在1=白时刻，主功率开关管VTi关断，在谐振电容Cr的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢

11、上升，因而VTi实现了零电压关断。因为变压器副边电压Vm/nVgs由、依然成立，所以副边同步整流gs管VT3仍然导通，输出电流通过整流管VT3。在该工作阶段内，谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：图2-5工作模式2Fig. 2-5 State 2(tit2)在这一时间段内有:iLrt,)二iLrt1cos，1t-11-Vin-sin|：?Ht-t1(2-4)一Zi一Ucrt=Vin-1-cos)：、t-tt1-乙-sin|r：1t-t1式中:LmL为谐振电路的特征阻抗Cr1,Lm+Lr *Cr为谐振电路的角频率因为谐振电容Cr很小，谐

12、振电路的特征阻抗乙很大，所以谐振电容Cr两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为：iLrtFrt1.尊1tt1=iLrL.t一t1乙Lm+Lr,.(2-5)_iLrt1Ucrt哈t1“乙.1tt1=t-t1Cr在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小:iLrt2Vmt：%t：%一-t-t2(2-6)Cr当t=t2时刻，变压器两端的电压下降到0V,即：Vm=0,Ucr=Vin,该工作过程结束。(3)工作模式3(t2t3)在t=t2时刻，副边同步整流管的寄生二极管D3和D4开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V,则此时变压器原边激磁电流J=iLm也M呆持不变。在该工作阶段内，谐振电容Cr和谐振电感

13、L起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示，那么在这一时间段内有：(2-7)iLrt=匕t?COS|口2tt?“t=丫所匕t2Z2SiH|/：2t一tz式中：Z2=.为谐振电路的特征阻抗为谐振电路的角频率图2-6工作模式3Fig. 2-6 State 3(t2t3)到t=t3时刻，谐振电容Cr上的电压谐振到=Uc(t0),该谐振阶段结束。从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管D3和D4。(4)工作模式4(t3t4)在t=t3时刻，箝位开关管VT2的寄生二极管D2导通，该工作阶段内，激磁电流iLm=iLm(t2)保持不变，(

14、Cc+C.)和谐振电感Lr一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流J是正向的，在这个阶段可以给箝位管VT2以导通信号，从而使VT2实现零电压开通。这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：图2-7工作模式4Fig. 2-7 State 1(t3t4)在这一时间段内有:(2-8)Lt=Lt3-COS13ty:-Sm仔3t一t3Z3Ucrt)；=Vin.Lt3一Z3Singtt3,Ct07m-COS|/：3t-13式中:Z4=，一为谐振电路的特征阻抗、Cc+Cr1,Lr* Cc+Cr为谐振电路的谐振角频率当t=t4时亥IJ,谐振电感上的电流为：匕=3),此时D3上的电流降为0,而D4上的电流则上升

15、为负载电流，体二极管D3、D4换流完成，该谐振阶段结束。从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段内，原边电流和副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS管通道，因而造成了导通损耗的增加。(5)工作模式5。4Vgvth仍然成立，因此副g边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管VT4。在该阶段内，变压器原边励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr一起处于谐振状态，继续对变压器进行磁复位，谐振电容Cr将其存储的能量反馈回输入端。这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：Fig. 2-10 State 7(t6t7)在这一时间段内有：VinCt61匕t=匕t6”

16、COSR%1r61.Sin%16-Z6-(2-11)Ucrt=Mn叱t6”ZfSind-6),；伙t6VCOS66式中:Z4二,甘谐振电路的特征阻抗1,Lr+Lm *Cc为谐振电路的谐振角频率在t=t7时刻，Vm(t)=0乂(t)=Vn,该工作过程结束(8)工作模式8(t7t8)在t=t7时刻，谐振电容两端的电压谐振到输入电压，即：%(t)=0,Vc,(t)=Mn,副边同步整流管的体二极管D3和D4开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V。在该阶段内，谐振电感Lr和谐振电容Cr一起处于谐振状态，将其存储的能量反馈回输入端，这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示，在这一时间段内有：(2-12)J

17、tt?”8S|：7t?Ucrt=MnLt7Z7坐访7t-17式中:1Z2为谐振电路的特征阻抗Lr*Cr为谐振电路的角频率。Fig. 2-11 State 8(t7 t8)当t=t8时亥I,Cr上的电压谐振到0V,即：电=0,该谐振过程结束。从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管D3和D4o(9)工作模式9(t8t9)在t=t8时刻，Ucr(t)=0,原边电流经过主功率开关管V的体二极管D因为同步整流管的体二极管D3、D4仍在换流，变压器原副边的电压都被箝位在0V,所以UL.(t)=Vin,即：谐振电感上的电压等于Vin。这一时间

18、段等效电路拓扑如图2-12所示。在这一时间段内有：(2-13)krt)-9t-t9,iLrtgLr在t=t9时刻，给主功率管VTi以导通信号，VTi导通，该工作阶段结束,因为此前是它的寄生二极管Di导通，所以主管VTi实现了零电压开通。Fig. 2-12 State 9(t8t9)从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段，不论是原边电流，还是副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS管通道，因而造成了导通损耗损耗的增加。(10)工作模式10(t9tio)在t=t9时刻，主功率管VTi导通，在这一阶段，同步整流管的体二极管D3、D4继续换流，将变压器的原边

19、电压箝位为0V,因此ULr(t尸Vin,即谐振电感上的电压等于Vino这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示，那么在这一时间段内有：iLrt乎t-t9krt9(2-14)Lr直到t=tio时刻，副边寄生二极管D3、D4换流结束，该谐振阶段结束。Fig. 2-13 State 10(t9t10)从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该工作阶段， 输出电流经过的是具有相对高导通电阻的寄生二极管D3、D4,导通损耗较大。2.3 主功率开关管实现ZVS开通的条件分析通过上节对变换器工作过程的分析，可知：箝位开关管VT2能够通过它的寄生体二极管实现ZVS开通，而主功率管VTi必须通过对电路进

20、行合理设计才能实现ZVS开通。以下将分析主功率开关管实现ZVS开通的条件。(1)寄生元件的设定主功率开关管能否实现ZVS开通，关键取决于在它导通之前的工作阶段，即上节介绍的工作模式8,在该工作阶段的初始时刻，即t=t7时亥1J,Vm(t)=0,Vcr=Vin,副边同步整流管的体二极管口3和口4进行换流，变压器原副边的电压都为0V,在该阶段，谐振电感Lr和谐振电容Cr一起处于谐振状态，谐振电容Cr将其存储的能量反馈回输入端。- 2 CrV in MAX为了实现主功率开关管ZVS开通，主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V,则需要满足条件：谐振电感Lr存储的能量必须大于谐振电容Cr存

21、储的能量，即：式中:(2-15)ILm(MAX出励磁电流白W大值；Vin(MAX芦输入电压的最大值。(2)死区时间的设定为了使主功率开关管VTi和箝位开关管VT2顺禾I实现谐振，必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间。图2-14 死区时间的设定VgS(VT2 )Vgs(vti )Fig. 2-14 The design of dead time如图2-14所示，是主功率管V-、箝位开关管VT2驱动脉冲之间的 死区时间。为了使主功率管 V实现ZVS开通，&1应该取足够大。在实际 工程设计中，&1最好设计在谐振周期的1/4左右。因为这样不仅能保证谐 振电容Cr上的的电压谐振到零，而且能保证在谐

22、振电感 Lr上的电流反向的 时候开通主功率管VTi,从而确保主管VTi实现ZVS开通。(2-16)：t1_2ULrCr42.4 基于Pspice的电路仿真为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论分析的正确性，采用Pspice仿真软件，对有源箝位正激变换器进行了仿真。仿真结果如图2-15到2-22所示。图2-15主开关管和箝位开关管的驱动信号20VFig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch10V200Vn0VZVSZVS304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us

23、315.23usVgs（vti）0VVds（vti）-200V303.16us图2-16主开关管驱动GS及DS波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch精选范本，供参考!图2-17箝位开关管驱动GS及DS波形Fig.2-17TheGSandDSwaveformsofclampswitch如图2-15所示：通道一为主功率管VT1的驱动脉冲，通道二为箝位开关管VT2的驱动脉冲。从图中可以看出，这两路驱动脉冲之间有一段死区时间，在这段时间内，变换器原边的寄生参数能够顺利谐振，从而保证主功率管VT1和箝位开关管VT2实现零电压开通和关断。如图2

24、-16所示：通道一为主功率管V的GS波形，通道二为主功率管VT1的DS波形。从图中可以看出，在主功率管VT1的驱动脉冲到来之前，DS两端的电压已经降为零，因而主功率管VTi实现了零电压开通；在GS两端电压下降到零之前，DS两端的电压一直为零电压，因而主功率管VTi实现开关管零电压关断。如图2-17所示：通道一为箝位开关管VT2的GS两端波形，通道二为箝位开关管的DS两端波形。从图中可以看出，在其GS两端电压下降到零之前，DS两端的电压一直为零电压，因而箝位开关管VT2实现开关管零电压关断；在箝位开关管VT2的驱动脉冲到来之前，其DS两端的电压已经降为零，因而箝位开关管VT2实现了零电压开通。如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形，因为它不可能是无穷大，因而在工作过程中存在一