小功率调频发射系统的设计

1、小功率调频发射系统的设计目录目录3摘要4第一章绪论51.1小功率调频发射机研究意义51.2调频发射机研究现状5第2章方案设计72.1方案比较与论证72.2方案选择7第3章单元电路设计93.1功率激励与末级功放电路设计9末级功放电路设计10激励级宽带功放电路设计133.2缓冲隔离级电路设计153.3LC调频振荡器设计17间接调频电路设计17LC振荡器的设计19调频电路的设计21计算调制信号的幅度22第4章 电路的彷真244.1电路仿真24仿真软件介绍244.1.2 Multisim中调试运行244.2仿真结果25总结26致谢27参考文献28附录1总电路原理图29附录2元器件清单30附录3 印制电

2、路板底图31摘要在无线电通讯和广播中，需要传送由语言、音乐、文字、图像等转换成的电信号。由于这些信号频率比较低，根据电磁理论，低频信号不能直接以电磁波的形式有效地从天线上发射出去。因此，在发送端须采用调制的方式，将低频信号加到高频信号之上，然后将这种带有低频信号的高频信号发射出去，在接收端则把带有这种低频信号的高频信号接收下来，经过频率变换和相应的解调方式"检出"原来的低频信号，从而达到通讯和广播的目的。本设计针对小功率调频发射机进行设计，它主要有调频振荡、缓冲隔离、功率激励和末级功放各部分电路组成。最主要将调制信号进行调制后，振荡信号随着调制信号的变化而产生变化，振荡级将

3、产生6.5MHz的工作频率，功率激励即对电压进行放大，末级功放将工作在丙类状态A50%，最后将对信号由天线发射出去。关键词发射机；调频；无线话筒第一章绪论1.1小功率调频发射机研究意义无线电技术诞生以来，信息传输和信息处理始终是其主要任务。要将无线电信号有效地发射出去，天线的尺寸必须和电信号的波长为同一数量级，为了有效地进行传输。必须将携带信息的低频电信号调制到几十MHz至几百MHz以上的高频振荡信号上，再经天线发送出去，调频是信号发射必不可少的一个环节。低频小功率调频发射机是将待传送的音频信号通过一定的方式调制到高频载波信号上，放大到额定的功率，然后利用天线以电磁波的方式发射出去，覆盖一定的

4、范围。高频电子线路本是一门较为复杂的电路。其中更有许多精髓的知识值得我们去学习。同时随着计算机技术与高频电子技术的发展，模拟电子技术，得到广泛应用，在模拟电子电路中尤其得到广泛应用，成为现代电子电器必不可少的电子技术。在高频电子线路中，LC振荡电路是无孔不入，无所不在。应用于发射机中，加上简单的电路及连线，就可以组成各种形式的、任意信号，广泛应用。小功率调频发射机在使用中，控制方法科学、简单、明了，控制电路及连线简单、易行，工作稳定性好，从而得到广泛应用。在此，我们就调频发射机的应用作较完整和系统的研究，促进小功率调频发射机的正确使用。1.2调频发射机研究现状调频发射机目前处于快速发展之中，在

5、很多领域都有了很广泛的应用，可以用于演讲、教学、玩具、防盗监控等诸多领域。从发射机总行业特点出发，紧紧围绕小功率总成产品市场总量及增长速度、产品市场份额、市场供需情况、市场竞争格局、产品价格、进出口状况及趋势和小功率总成生产企业基本情况和经营状况、功率调频发射机成市场发展前景和趋势等众多市场发展因素进行研究，提供了大量有价值的信息和资料。随着器件技术的发展，调频发射机的体积越来越趋于微型化，工作电压越来越低，信号覆盖的范围越来越广。就目前接、发射技术来说，调频发射因为起得天独厚的性能优势，在接收机技术上可以有广阔的发展前景是因为发送信号的频率比较高，那么如何能够最大限度的减少干扰，如何把这种信

6、号很好的解出来，这成了调频技术的一种考验。本文主要就是研究利用频率调制技术调制高频信号，并把它发送出去。第2章方案设计2.1方案比较与论证调频发射机的设计中在LC振荡调频电路中其采用的调频方法有两种：一种是直接调频；另一种是间接调频。方案一：直接调频。这种方法一般采用调制电压直接控制振荡器的振荡频率，振荡频率f(t)按调制电压规律变化。在此设计的电路中被控制的是LC振荡器，则只需要控制振荡回路的某个元件（L或C），使其参数随调制电压变化，就可以达到直接调频的目的。此种方法电路简单、性能良好，是目前广泛采用的调频电路之一。但这种方法的缺点是频率稳定度差，在许多场合须对载频采取稳频措施或者对晶体振

7、荡器进行直接调频。方案二：间接调频。这种方法是将调制信号积分，然后对载波进行调相，间接调频时，调制器与振荡器是分开的，因此对振荡器影响小，其频率稳定度高。在设计中若载频不稳，则有可能使调频信号的频谱落到接收机通带外，因此对于调频电路不仅要满足一定频偏要求，而且振荡频率必须保持足够高的频率稳定度。2.2方案选择本设计采用的是间接调频，这样易于保持中心频率的稳定度，虽然间接调频不易获得最大频偏但是在设计中采用的是三级单回路变容管调相电路，这样既可以保持中心频率又可以获得最大频偏。由于本设计要求的发射功率PA不大，工作中心频率f0也不高，因此，晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路

8、设计的框图如图2-1所示。0.25末级功放功率激励缓冲隔离LC振荡与调频0.255100mWmWmWmW0dB13dB13dB调制信号图2-1实用调频发射机的组成框图各组成部分的功能如下：1LC调频振荡器：产生频率f06.5MHz的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏fm75kHz，整个发射机的频率稳定度由该级决定。2缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级，缓冲隔离级电路采用射极跟

9、随器电路。3功率激励级：为末级功放提供激励功率，如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。4末级功放：将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如A<50%波形失真要求较小时可以采用甲类功率放大器，但是本题要求故A50%选用丙类功率放大器较好。第3章单元电路设计3.1功率激励与末级功放电路设计发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激，因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当合理的分配功率增益

10、。本设计中，功率增益的具体分配如图2-1所示。如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器，缓冲级可以不分配功率。功率激励与末级功放电路如图3-1所示。图3-1功率激励与末级功放 3.1.1末级功放电路设计1基本关系式末级功放采用丙类功率放大器，其电路原理如图3-1所示。丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射机电流的分量Ieo在射极电阻R21上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的选频作

11、用可输出基波谐振电压uC、电流iC1。(1)集电极基波电压的振幅式中，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。(2)输出功率PO （3-1）(3)直流功率PV(4)集电极耗散功率PT(5)集电极的效率(6)集电极电流分解系数(7)导通角（一般取）2确定丙类放大器的工作状态为了获得较高的效率和最大的输出功率P，选丙类放大器的工作状态为临界状态，功放管为3DA1。3DA1的参数如表3-1所示。表3-13DA1参数表PCMICMVCEShfefTAP1W750mA1.5V1070MHz13dB(1)最佳匹配负载RP=551.25由P=0.5UcmIcm1=Ucm2/(2RP)可得：集电

12、极最大输出电压Ucm=10.5V。(2)集电极基波电流振幅：Icm1=19.04mA集电极电流最大值Icm=Icm1/1(700)=19.04/0.44=43.27mA。(3)集电极电流直流分量Ico=Icm×0(700)=43.27×0.25=10.8175mA，电源供给的直流功率Pv=Vcc×Ico=129.81mW。(4)集电极的耗散功率PT=Pv-P=649.35-500=29.81W(小于PCM =1W)(5)总效率=Po/Pv=100/129.81=77.00%输入功率Pi=5mW，若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=P/Ap=5

13、mW(6)基极余弦脉冲电流的最大值Ibm(设晶体管3DA1的=10)Ibm=Icm/=4.327mA基极基波电流的振幅Ibm1=Ibm1(700)=21.45×0.44=1.7308mA基极电流直流分量Ib0=Ibm0(700)=21.45×0.25=1.08175mA基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/Ibm1=5.78V丙类功放的输入阻抗3计算谐振回路及耦合回路的参数(1)输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)取N5=3，N3=8。(2)谐振回路电容C20=100PF谐振回路电感L(3)输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4高频变压器及高频电感的磁芯应采

14、用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。若采用外径×内径×高度=10mm×6mm×5mm的NXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式（3-2）所示： （3-2）式中，=100H/m为磁导率；N为变压器初级线圈匝数；A=25mm2为磁芯截面积；l=25mm为平均磁路长度。计算得N=11，则N4=3或，则Oe取值210，上述公式(3-2)取2。需要指出的是，变压器的匝数N3、N4、N5的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方

15、便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。4基极偏置电路发射极电阻R21，由公式R21=100，可得： （3-3）R21=100，由公式(3-3)取标称值高频旁路电容C18=0.01uF，电容C20=0.01F5元件清单R21=100 C18=0.01uF C20=100pF L6HN3=8，N4=3，N5=3 三极管为3DA1。3.1.2激励级宽带功放电路设计利用宽带变压器作耦合回路的功率放大器称为宽带功率放大器，常见宽带变压器有用高频磁心绕制的高频变压器和传输线变压器。宽带功率一般不需要调谐回路，可在很宽的频率范围内获得线性放大，但功率较低，一般只有20%左右。它通常作为发射机的中间级，以提

16、供较大的功率激励。功率激励级功放管为3DG130。3DG130的参数如表3-2所示。表3-23DG130参数表PCMICMVCEShfefTAP700mW300mA0.6V30150MHz13dB1计算电路参数(1)有效输出功率PH与输出电阻RH宽带功率放大器的输出功率PH应等于下级丙类功放的输入功率Pi=5mW其输出负载RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86即PH=5mW，RH=86。(2)实际输出功率P，设高频变压器的效率=80%，则Po=PH/=6.25mW(3)集电极电压振幅Ucm与等效负载电阻RH。若取功放的静态电流ICQ=Icm=7mA，则Ucm=2P/ICQ=2P/Icm

17、=1.79V 约为0.27k(4)高频变压器匝数比N1/N2取变压器次级线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=4。(5)发射极直流负反馈电阻R20 取标称值1.4K(6)功放输入功率Pi本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益AP=13dB(20倍)，则输入功率(7)功放输入阻抗Ri(取rbb=25 =30)若取交流负反馈电阻为10，则Ri=325(8)本级输入电压振幅Uim2计算电路静态工作点(1)VBQ、IBQ(2)R17、R18 (I1=510倍IBQ)若取基极偏置电路的电流I1=5IBQ=5×0.23mA=1.15mA，则取标称值R18=9k。为了调节电路的静态工作点，R

18、17可由标称值为5.1k的电阻与10k的电位器组成。(3)高频旁路电容C17=0.02uF，输入耦合电容C12=0.02uF。此外，还可以在直流电源VCC支路上加高频电源去耦合滤波网络，通常采用LC的型低通滤波器。电容可取0.01F，电感可取47H的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级与负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。3元件清单C17=0.02F C12=0.02F R18=8.96K R交负=10N1=4，N2=2 R20=1.4K 三极管为3DG1303.2缓冲隔离级电路设计从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离缓冲级如射极

19、输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，电压放大倍数接近于1。由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合，具有稳定工作点特点的偏置电路。如图3-2射级输出电路射级输出器具有输入阻抗高，输出阻抗低，电压放大倍数近似等于1的特点。晶体管的静态工作点，一般取VCEQ =1/2VCC，ICQ=(310)mA。对于图3-2所示电路：1已知Vcc=+12V，负载电阻RL=325(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1.0V，晶体管为3D

20、G100（3DG6）。3DG100的参数如表3-3所示。表3-3DG100参数表PCMICMVCEShfefTAP100mW30mA30200150MHz0=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取UCEQ=0.5Vcc，ICQ=(310)mA。(1)根据已知条件选取ICQ=4mA，VCEQ=0.5×Vcc=6V，则(2)R15、R16：取R15=1k，R16为1k的电位器。(3)R13、R14VEQ=6.0VVBQ=VEQ+0.7=6.7VIBQ=ICQ/0=66.67uA取标称值R14=10k取标称值R13=8kW(4)输入电阻Ri若忽略晶体管基取体电阻的影响，有（

21、R18=325） （3-4）(5)输入电压Uim （3-5）(6)耦合电容C12、C16为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C12的值不能过大，一般为数十pF，这里取C12=20PF、C16=0.02F2元件清单C12=20PF C16=0.02F R13=8k R14=10k R15=1k R16为1k的电位器 三级管为3DG1003.3LC调频振荡器设计调频振荡电路的作用是产生频率f0=6.5MHz的高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏fm75kHz。发射机的频率稳定度由该级决定，调频振荡器电路如图3-3所示。图3-3调频振荡电路3.3.1间接调频电路设计1间接调频方框图u

22、9;ucuou积分调相器图3-4间接调频方框图间接调频是对调制信号u进行积分，再加到调相器对载波信号调相，从而完成调频。间接调频电路方框图如图3-4所示。2变容管调相电路设调制信号经积分后得 （3-6）式（3-6）中，k为积分增益。用积分后的调制信号对载波进行调相，则得 （3-7），上式（3-7）中与调频波表示式完全相同。由此可见，实现间接调频的关键电路是调相。本次设计采用的是变容二极管调相电路，电路如图3-5所示。图3-5变容二极管调相电路图中，L与变容二极管结电容Cj构成并联谐振回路；载波电压uc(t)经R1后作为电流源输入；调制信号u经耦合电容C3加到R3、C4组成的积分电路，因此加到变

23、容二极管的调制信号为u'，使变容二极管的电容Cj随调制信号积分电压的变化而变化，从而使谐振回路的谐振频率随调制信号积分电压的变化而变化。它使固定频率的高频载波电流在流过谐振频率变化的振荡回路时，由于失谐而产生相移，从而产生高频调相信号电压输出，从而实现调相。合理的选择变容二极管和调整电路参数，可将相位变化与调制信号成线性关系。如果将调制信号先经过积分电路后再输入，即加到变容二极管上的电压为u(t)dt，则输出的调相电压的相移与u(t)dt成线性关系，而频率与调制信号成线性关系，这就实现了间接调频。3三级单回路变容管调相电路图3-6实际间接调频电路图（三级单回路变容管调相电路）由于回路产

24、生的相移按输入调制信号的规律变化，若调制信号在积分后输入，则输出调相波的相位偏移与被积分的调制信号呈线性关系，其频率与积分前的信号亦成线性关系。由于回路相移特性线性范围不大，因此图3-5单回路变容管调相电路得到的频偏是不大的，必须采取扩大频偏措施除了用倍频方法增大频偏外，还应改进调相电路本身。在此设计中由于要求要有足够大的频偏，为了得以实现在调频中采用的是如图3-6所用的为三级单振荡回路组成的调相电路。3.3.2LC振荡器的设计主要技术指标：工作中心频率：；最大频偏：；频率稳定度：1电路形式，设置静态工作点本设计对频率稳定度要求不是很高，故选用图3-3所示的改进型电容三点式振荡器与三级单回路变

25、容二极管调频电路。2三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算图中，晶体管T1与C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电容三点式振荡器，T1为共基组态，C1为基级耦合电容。其静态工作点由R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管T1选择3DG100，其参数见表3-3所示。小功率振荡器的集电极静态工作电流ICQ一般为(14)mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。ICQ偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器的静态工作点取ICQ=2mA，测得三极管的=60。由R3+R4=3k，为了提高电路的稳定性，R4的值可适当增大，取R4=

26、1k，则R3=2k。为了提高电路的稳定性，取流过电阻R2上的电流取标称值R2=8.2k根据公式（3-8）所示：则 （3-8）得R1=28.2k实际运用时R1取20k电阻与47k电位器串联，以便调整静态工作点。C1为基极旁路电容，可取C1=0.01F。C8=0.02F，输出耦合电容调频电路的设计间接调频电路由变容二极管Cj1和耦合电容C8、变容二极管Cj2和耦合电容C11、变容二极管Cj3和耦合电容C13组成，R11和R12为变容二极管提供静态时的反向偏置电压VQ，VQ=R12(R11+R12)VCC 。R10为隔离电阻，为了减小调制信号Ui对VQ的影响，一般要求R10远远大于R11和R12。变

27、容二极管Cj通过C8部分接入振荡回路，有利于提高主振频率的稳定性，减小调制失真。变容二极管的接入系数p= C8/(C8+Cj)式中，Cj为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为式中，Cj0 为变容管0偏时结电容，UD 为其PN结内建电位差， 为变容指数。变容二极管参数选择测变容二极管的特性曲线，设置合适的静态工作点VQ。本题给定变容二极管为2CC1C，并取变容管静态反向偏压VQ=4V，由特性曲线可得变容管的静态电容CJQ=75PF。计算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、L1C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成并联谐振回路，其中C3两端的电压构成振荡器的反馈电压，满足相位平衡条件。比值

28、C2/ C3=F，决定反馈系数的大小，F一般取0.1250.5之间的值。为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响，C2、C3的值要大。如果C4取几十皮法，则C2、C3在几百皮法以上。因接入系数p= C8/(C8+Cj)，一般接入系数，为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响，p值应取小，但p值过小又会使频偏达不到指标要求，可以先取p=0.2。则C8=(p- Cj)/(1-p)= 18.75pF，取标称值C8=20pF。（VQ=-4V时Cj =75pF）若取C4=20pF， 电容C2、C3由反馈系数F及电路条件C2>>C4、C3>>C4 决定

29、，若取C2=330pF，由F= C2/ C3= 0.1250.5取C3=750pF。则静态时谐振回路的总电容)(752075*2020*554554323243232pFCCCCCCCCCCCCCCCCCCCCjQjQjQjQQ+=+*+»+=S代入元件值可得由公式6.5MHzCLfQo211=Sp可得计算调频电路元件值变容管的静态反偏压由电阻与分压决定，即   已知，若取，则。实际运用时可用10k电阻与47k电位器串联，以便调整静态偏压。隔离电阻R5应远大于R6、R7，取R5=150k。低频调制信号Ui的耦合支路电容C6及电感ZL1应对Ui提供通路，一

30、般的频率为几十赫至几十千赫兹，故取，（固定电感）。高频旁路电容C7应对调制信号Ui呈现高阻，取。计算调制信号的幅度为达到最大频偏fm75kHz的要求，调制信号的幅度，可由下列关系式求出。因式中，静态时谐振回路的总电容，即则回路总电容的变化量fCfCoQm83.06500/78.35752/2=*=D=DSSpF变容管的结电容的最大变化量由变容二极管2CC1C的特性曲线可得，当 时，特性曲线的斜率，故调制信号的幅度则调制灵敏为 4、元件清单C1=0.01uF、R1为20K+47K电位器、R2=8.2K、R3=2K、R4=1K、3DG100管子、C2=330PF、C3=750PF、C4=20PF、

31、C5=20PF、L1=16uH、2CCIC变容二极管、C8=0.01uF、C6=4.7uF、C7=5100pF、ZL1=47uH、R5=150K、R6=2 K、R7=10K。 第4章电路彷真4.1电路仿真4.1.1仿真软件介绍本课程设计是采用Multisim软件进行的仿真。Multisim是美国国家仪器（NI）有限公司推出的以Windows为基础的仿真工具，适用于板级的模拟/数字电路板的设计工作。它包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富的仿真分析能力。其具有如下特点：（1）仿真手段切合实际，选用的元器件和测量仪器与实际情况非常接近；并且界面可视、直观； （2）绘制电路图所需的元器件、仪器、仪表以图标形式出现，选取方便，并可扩充元件库；（3）可以对电路中的元器件设置故障，如开路、短路和不同程度的漏电等，针对不同故障观察电路的各种状态，从而加深对电路原理的理解； （4）在进行仿真的同时，它还可以存储测试点的所有数据、测试仪器的工作状态、显示波形和具体数据，列出所有被仿真电路的元器件清单等；（5）有多种输入输出接口，与SPICE软件兼容，可相互转换。Muitisim产生的电路文件还可以直接输出至常见的Protel、Tango、Orcad等印制电路板排版软件。Multisim中调试运行如图5-1为示波器。双击打开Multisim软件，然后在点