正激式开关电源的设计-13页文档资料

1、7-3正激式开关电源的设计中山市技师学院葛中海由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电感的设计，但需注意防止 磁饱和的问题。反激式在20100W的小功率开关电源方面比较有优 势，因其电路简单，控制也比较容易。而正激式开关电源中的高频变压器 只起到传输能量 的作用, 其开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流等问题。正激式适合50-250W之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！ 7.3.1技术指标正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。表7-7正激式开关电源的技术指标项目参数输入电压单相交流220V输入电压变动范围160Vac2

2、35Vac输入频率50Hz输出电压Vo=5.5V20A输出功率110W7.3.2工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主 开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。这里基本工作频率 f0选200kHz ,则11T - r =5sf0200 103式中，T为周期，f0为基本工作频率。7.3.3 最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，D选为40%45%较为适宜。最大导通时间tONmax为tONmax = TDmax(7-24)Dma

3、x是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选Dmax =45%。由式(7-24),则有toN max =5 八 0.45=2.25 Q正向激励开关电源的基本电路结构如图7-25所示。图7-25 正向激励开关电源的基本电路结构7.3.4 变压器匝比的计算1 .次级输出电压的计算如图7-26所示，次级电压 V2与电压VO+VF+VL的关系可以这样理解：正脉冲电压2与1州包围的矩形“等积变形”为整个周期T的矩形，则矩形的“纵向的高”就是VO +VF +VL ,即VOVl Vf TV2'tON(7-

4、25)第9页式中，Vf是输出二极管的导通压降，Vl是包含输出扼流圈 L2的次级绕组接线压降。由此可见，图7-26所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，真正加在负载上的输出 电压VO更小。图7-26“等积变形”示意图根据式（7-25）,次级最低输出电压 V2min为VOVlVfTV2 min =tON max5.5 0.3 0.5 5=14V2.25式中，VF取0.5V （肖特基二极管），VlW0.3V。2 .变压器匝比的计算正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量|的作用，是真正意义上的变压器，初、次级 绕组的匝比N为N =VL（7-26）根据交流输入电压的变动范围160V235V ,则

5、VI =200V350V, Vwn =200V ,所以有N =V|min= 200 14.3V2min14把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比N为7.3.5变压器次级输出电压的计算N = VIm inDmax%VLVF(7-27)变压器初级的匝数 Ni与最大工作磁通密度 Bm （高斯）之间的关系为VIm in tON max4Ni10BmS(7-28)式中，S为磁芯的有效截面积（mm2）, 8为最大工作磁通密度。输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据 表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28,其有效截面积 S约为85mm2,磁芯材料相当于 TDK的H7c4 ,

6、最大工作磁通密度 Bm可由图7-27查出。图7-27 H7C4材料磁芯的B-H特性实际使用时，磁芯温度约为100C,需要确保Bm为线性范围，因此 Bm在3000高斯以下。但正向激励开关电源是单向励磁, 频率而改变。此处，工作频率为设计时需要减小剩磁 （磁复位）剩磁随磁芯温度以及工作200kHz,则剩磁约减为1000高斯，即磁通密度的线性变化范围Bm为2000高斯。根据式（7-28）,得NVIm intON max1 =BmS104200 2.25 104 = 26.5 匝，取整数 27 匝。2000 85因此，变压器次级的匝数 N2为N2 = N1/N = N1=27/14.3=1.9 匝，取

7、整数 2 匝。当N = N1/N2 =27/2=13.5。根据式（7-27）,计算最大占空比 Dmax为D maxVO VF VLN = 5.5 0.5 0.3 13.5 42.5%VIm in200也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证输出电压正常，开关电源的最大占空比Dmax约为42.5%,开关管的最大导通时间tON max约为2.1 Q 下面有关参数的计算以校正后的Dmax （=42.5%）和tONmax （=2.1心。同时，由式（7-26）计算的输出最低电压V2min约为14.8V。7.3.6变压器次级输出电压的计算1 .计算扼流圈的电感量流经

8、输出扼流圈的电流IL如图7-28所示,则 IL为V2minVfVotON max(7-29)式中，L为输出扼流圈的电感(pH)。图 7-28扼流圈中的电流波形这里选IL为输出电流IO (=20A)的10%30%,从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。因此，按IL为IO的20%进行计算。I L= IO 0.2=20 0.2=4A由式(7-29),求得,14.8 0.5 5.5I L = 2.1 =4.6H4如此，采用电感量为4.6流过平均电流为 20A的扼流圈。若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。在妹期间，V2为幅toFF期间,度14.8V的正脉

9、冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在V2为幅度V1/N的负脉冲(具体分析见下文)，VDi截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流IO为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。图7-29次级的电压与电流波形2 .计算输出电容的电容量输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压 Ir由 屋以及输出电容的等效串联电阻 ESR确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%0.5%。Ir =0.3 0.5 VO0.30.5 5O =15 25mV100100(7-30)ESR,是Equivalent Series Res

10、istance三个单词的缩写，翻译过来就是等效串联电阻ESR的出现导致电容的行为背离了原始的定义。ESR是等效 串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之。I r = I L ESR(7-31)由式（7-31）,求得Ir 1525 ESR= -L =3.75 6.25m QIL 4即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mQ以下的电容。适用于高频可查电容技术 资料，例如，用8200 F/10V的电容，其ESR值为31mQ,可选6个这样的电容并联。另外，需 要注意低温时ESR值变大。流经电容的纹波电流1c 2mls为C 2 1msI C2rms=1.16A2 .

11、3 2 .3(7-32)因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A,因为这里有 6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。7.3.7恢复电路设计1 .计算恢复绕组的匝数恢复电路如图7-30所示。VT1导通期间变压器 T1的磁通量增大， 蓄积能量；VT1截止期 间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。图7-30 恢复电路（VT1截止时）电路中T1上绕有恢复绕组 N3,因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧（Ci暂存）。由于VT1截止期间，恢复绕组 N3两端的自感电压限

12、制为输入电压 Vi的数值，惟其如此，VD4才能把存储在N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器 初级感应电压为V1 =N1 VN3(7-33)式中，V1是N1的感应电压，极性为上负下正；Vi是N3的自感电压，极性也是上负下正 （等 于电源电压）。右王开关兀件的耐压为800V,使用率为85%,即V1 Vimax 800 0.85=680V。V1680-350=330V由式（7-33）,求得N3Ni "防欧=27 350 =28.6匝,取整数29匝。3302.计算RCD吸收电路的电阻与电容VTi导通期间储存在Ti中的能量为Ei =Vi2tON2Li式中，Li为变压器初级的电感量

13、。VTi截止期间，初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在掉。Ri中消耗的热量为E2 =Vi'2因为E1=E2,联立式(7-34)、(7-35),整理得V1 =R2LiTVItON因为输入电压最高Vim ax时开关管导通时间tONmin最短，把上式中的VitON min， 加在VTi上的最大峰值电压 Vdsp为ON minVdsp=Vimax + Vi=VImax由此，求得R1为R1 = 2VdspVIm axLiTtON min(7-34)R上以热量形式消耗(7-35)(7-36)换成V imax , tON换成(7-37)(7-38)又，当输入电压Vimax时，tONmin

14、为tON m in = tON maxVim in=2.iVim ax"3人 350式（7-38）中，初级的电感量 L1是未知数，下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI (E) -28, H7c4 的 A1-Value 值为 5950,则2(7-39)A1-Value= L1/N1由式（7-39）,求得L1为L1 =5950M2109=5950 27210、4.3mH由式（7-38）,求得R1为680R = 23504.3 10 3 5 10 6 28.2k Q1.2 10式中，加在 VTi上的最大峰值电压 Vdsp取680V。时间常数RiCi比周期T要大的多，一般取

15、10倍左右,则cTC =10=10R15 10 628.2103= 1773pF第13页3.计算主绕组感应电压当 Vlmax=350V，根据式（7-33）,得V1'=2735029"325V阅读瓷g-，I，-、， ，、 一tON即将结束时初级绕组的励舟半任激能开关电源来说,主开关元件导通时变压器励磁，在 磁电流I1为Vi tON / L1 0开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组N3就是为此而设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。若绕组Ni中蓄积的能量全部转移到绕组N3中，开关断开瞬间“安匝相等”原理仍然成立，则绕组 N3的励磁电流I3为把Ii=VitON / Li代

16、入上式，得又，绕组N3的励磁电感与绕组 Ni的励磁电感的关系为恢复二极管 VD3变为导通状态，变压器以输入电压Vi进行消磁。为消除Ii=Vi toN / Li的励磁电流Ii,必要的时间类似Ii=Vi toN / Li ,即把上式L3、I3分别用前两式代入上式，整理得为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁，则即因此，正激变换器的电压变比限制为270.48227 29Dmax (=0.425)。 . N1比如，本例中 N1=27, N3=29,则 Ni N37.3.8 MOSFET 的选用1. MOSFET的电压峰值根据式（7-38），计算VT i上的电压峰值Vdsp为_ 3Vdsp

17、 =3501.2 10 6 690V(28.2 1031.C，2 4.3 105 10实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如 图7-31所示。图7-31 加在主开关元件上的电压Vds波形图7-32主开关元件上的电压与电流波形2. MOSFET 的电流及功耗根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值Ids为N 22I ds = Io =20 一 1.48AN127根据电感电流的变化量为20%,确定Ids的前峰值1dsi和后峰值Ids2分别为Ids1= I ds 0.9=1.48 0.9=1.33AI ds2 = I ds 1.1=1.48 1.1 = 1.

18、63A式中，Idsi、Ids2分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流，与电流平均值 Ids有10%的差值。VT i的电压和电流波形如 图7-32所示，VT i的总功耗FQi为式中，Vds(sat)是MOSFET导通电压，一般为在 2V以下。采用功率MOSFET计算功耗时应注意：(1)PN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，Tj超过100c时，Rds 一般为产品手册中给出 值白1.52倍。(2)功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比较高，必要时加宽t°N进行计算。即在Mmax时，采用tON min条件，或者VImin时，采用t°Nmax条件进行计算。另外，在t°

19、FF期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。因为tON max =2.1 科 § t1 米用MOSFET产品手册中给出的上升时间，t3采用下降时间。这里,取 t1=0.1§ t3 =0.1§ 则t2 =2.1-0.1-0.1=1.9 科 s由式(7-40),求得PQ1为f 1PQ1=200 1.33Q 6 50.1 3 1.7 1.331.63 1.9 7201.63 0.1 =5.3W式中，Vds(sat)取 1.7V。结温Tj控制在120 C,环境温度最高为 50c时,需要的散热器的热阻Rfa为°Tjmax Ta maxRjcPQ

20、1120Rq =fa PPQ1501.0 5.35.3=12.2C/W由此，需要12.2C/W的散热器，这时, 定散热器的大小。散热器大小与温升一例如图 7-33(7-41)由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决图7-33所示。功耗与温升的关系7.3.9恢复二极管的选用恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。1 . VD 3的反向耐压在tON期间VD3反偏，正极相当于接地， 加在VD 3上的反向电压等于电源电压。当输入电压最大时，VD 3反偏电压Vrd 3 =350V。2. VD 4的反向耐压在toN期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压Vrd 4为电源电压与恢复绕组感应

21、电压的叠加，当输入电压最高时， VD4反偏电压Vy4为N3， 29Vrd 4 =Vim ax1 , =3501 - - 726V(7-42)Ni277.3.10输出二极管的选用输出二极管选用低压大电流SBD ,特别注意反向恢复时间要短。这是因为MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。1 .整流二极管 VD1的反向耐压在tOFF期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管 VD2导通，主绕组Ni感应电压Vi =330V;次级N2电压加在整流二极管 VD1的两端，因此，VD1的反向电压Vrd1为'No2，、Vrd1=V1N2=325 -24V(7-43)N12

22、7实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。2 .续流二极管 VD 2的反向耐压在tON期间VD1导通，加在续流二极管 VD 2上的反向电压Vrd 2与变压器次级绕组电压的最大值V2max相同,即V2max=VImax 2 =350 26V(7-44)Ni27实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。加在VDi、VD 2导通上的电压波形如图7-34所示。(a)整流二极管VDi两端的电压波形(b)续流二极管VDi两端的电压波形图7-34 输出二极管电压波形整流二极管VDi的功耗Pd1为Pd1=VFIo Vrd1Ir tOFFT trrT 0trrVrd1Irr 出(7-45)

23、续流二极管VD2的功耗Pd2为Pl2=VFIo 印Vrd2 Ir ON Vd2Lr dt(7-46)式中，Ir为反向电流，trr为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如图7-35所示。(b)续流二极管 VDi两端的电压波形(a)整流二极管VDi两端的电压波形7.3.11 变压器参数的计算MOSFET的漏极电流平均值Ids为就是变压器初级电流的平均值，因此 I1为I1=1.48A正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。根据前述梯形波电流的有效值的公式 式中，K是梯形波电流的前峰值I正与后峰值11P的比值，即K = I1B/I1P本电路Ids1就是

24、I1B , Ids2就是IP，则K = Ids1/Ids2=0.9I1/1.1 I1 =0.82初级电流的有效值11rms为I 1 rms = 1.1 I dsD21 K K =1.131.48'042 1 0.82 0.822 =0.96A 3第19页或用简单公式I1rms= 1ds而=1.48 V0.42 =0.96A次级电流的有效值12 rms为I 2 rms = 11 rmsN11=0.96N227=12.95A2恢复绕组电流的有效值13rms为1112I 3rms = I 1rmsNi1 =0.96N327=0.89A29自然风冷时电流密度 Jd选为24 (A/mm2),强迫风冷时选为35 (A/mm2)较适宜。根据电流的有效值，变压器初级绕组使用的铜线 0.6,电流密度为 3.4 (A/mm2),次级绕组使用的铜线0.3 9,电流密度为4.8 (A/mm2),恢复绕组的铜线 0.6,电流密度为3.15 (A/mm2)。7.3.12 输出扼流圈的计算输出扼流圈用磁芯有EI (EE)磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。设计时注意事项与变压器一样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。使用的磁芯也与变压器一样，采用4.6仆以上。因为流经线圈中的电流为 20A ,所以，使用0.5mm 9mm的铜条,20 一 24.44A