毕业设计一种开关型稳压电源设计

1、目 录摘 要3第1章 绪 论41.1 开关电源的发展历史41.2我国开关电源历程51.3开关电源技术发展动向8第2章 PWM开关电源的基本原理112.1 PWM开关电源的组成模块112.2 PWM开关电源的基本原理12第3章 设计思想与方案论证153.1 设计思想153.2方案论证15方案选择15方案论证19第4章 系统设计224.1技术指标224.2输入整流电路和滤波电路设计224.3变压器274.4自激振荡电路组成304.5输出整流和滤波电路30 输出直流电压的形成31半波整流电路31电容滤波344.6稳压电路设计34 稳压电路的组成35 TL431特性及应用35 稳压过程374.7过电流

2、限制功能设计38第5章 设计成果395.1 电路原理图395.2 PCB板图395.3调试过程405.4故障分析与排除41结束语42附录1 元件清单43附录2 装配图45附录3 实物图45参考文献46摘 要电源是电路设计的基础，设计开关电源必须综合考虑成本、解决方案、尺寸、电源大小与所需输出功率等因素，在使用开关电源的过程中要运用正确的方法并注意安全。这篇文章主要介绍了在开关电源设计与使用过程中的一些体会，即如何选用设计所需元件，实现开关电源功能过程中的几点注意及使用开关电源中的注意事项，并通过实例进行说明。关 键 字开关电源，自激振荡，稳压SummaryThe power supply is

3、 the foundation of the electric circuit design.The switch power supply should be considered the cost, solution, size,value ,power and so on in the design. This article mainly introduces the experience of the design and use of the switch power supply, that is how to choose the, and attentions we shou

4、ld pay to the use and the realization of the functions of the switch power supply,and then it is explained through an example.Keyword switch power supply，autoexcitation,regulators第1章 绪 论第2章 PWM开关电源的基本原理开关电源的电路组成方框图如下：第3章 设计思想与方案论证3.1 设计思想PWM开关电源在使用时比线性电源具有更高的效率和灵活性。我们可以在航空和自动化产品、仪器仪表、离线式产品中发现它们的踪影，它

5、们通常应用于要求效率和多组电源电压输出的场合。开关电源的重量要比线性电源轻的多。因为对于相同的输出功率，开关电源的散热器要小的多。但是开关电源的成本较高。所以PWM开关电源的的成本和效率是设计的主要问题。基于这些问题，所以在本设计中，我们着重作了考虑。3.2方案论证在开始设计开关电源时，主要考虑的是采用何种基本拓扑。开关电源设计中，拓扑类型与电源各个组成部分的布置有关。这种布置与电源可以在何种环境下安全工作以及可以给负载提供的最大功率密切相关。这也是设计中性能价格折中的关键点。方案选择1. 方案一正激式电路构成的开关电源，其电路结构特点为功率管之后或变压器二次侧输出整流器之后紧跟LC滤波器。图

6、31是一种简单正激式变换器电路，即所谓的Buck变换器。包括PWM开关电源的拓扑、主要波形和一些估计的参数。 图31 Buck电路电路的工作可以看作一个机械飞轮和单活塞发动机，电路的LC滤波器就是飞轮，存储从驱动器输出的脉冲功率。LC滤波器（扼流输入滤波器）的输入就是经过斩波以后的电压。LC滤波器平均了占空比调制的脉冲电压。LC滤波器的作用可用下式表示： （式3-1）式中 D占空比通过控制电路改变占空比，即可保持输出电压恒定。Buck变换器之所以被称作降压式变换器，是因为它的输出电压必须低于输入电压。我们可以把Buck电路的工作过程分成两个阶段。当开关导通时，输入电压加到LC滤波器的输入端，电

7、感上的电流以固定斜率线性上升。在这个阶段，电感存储能量。输入的能量就存储在电感铁心材料的磁通中。当开关断开时，由于电感上的电流不能突变，电感电流就通过二极管D续流，该二极管称为续流二极管，这样就实现了对原先流过开关管电流的续流，同时电感中存储的一部分能量向负载释放。续流电流环包括：二极管电感负载。在这个阶段，电流波形时一条斜率为负的斜线。当开关再次导通时，二极管迅速关断，电流从输入电源和开关管流过。在开关导通前瞬间，电感上的电流 就是开关管通过的初始电流。直流输出的负载电流在最大值和最小值之间波动。在典型应用中，电感电流的最大值为负载电流的150，最小值为负载电流的50。2. 方案二反激式变压

8、器。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能。其拓扑、主要波形和一些估计参数，如图32。 图32 反激式电路3. 方案三半桥电路。其拓扑、主要波形和一些估计参数，如图33。 图33 半桥电路3.2.2方案论证1. 方案一在正激式电路拓扑中，即本方案一中的Buck变换器中。2 .方案二 反激式电路拓扑，由于具有使用原器件少、本身固有效率比较高的特点，在功率低于100150W的场合非常受欢迎。但是，反激式电路的电流峰值比正激式电路高很多，因此在相当底的输出电压下，也可能超出开关管的SOA。3. 方案三在150500W范围内，

9、半桥电路比较常用。它使用的元器件比较多，但还是可以接受的。半桥电路输入电压只有一半加在变压器一次恻，这导致电流峰值增加。因此半桥电路只在500W或更低输出功率场合下使用。每种拓扑都有自己的优缺点，有的拓扑可能成本比较底，但输出的功率受到限制；而有的可以输出足够的功率，但成本比较高等。在一种应用场合下，有好几种拓扑可以工作，但只有一种是在要求的成本范围内性能最好的。表31是各种各样拓扑及其相应的优点。表31 PWM开关电源拓扑的比较拓扑功率范围/WVin（de） 范围/V输入输出隔离典型效率（%）相对成本Buck电路01000540无701.0Boost电路0150540无801.0Buck-B

10、oost电路0150540无801.0正激式电路01505500有781.4反激式电路01505500有801.2推挽式电路1001000501000有752.0半桥电路100500501000有752.2全桥电路4002000+501000有732.5总结上面各个电路的拓扑的比较，如果设计一个小功率的开关电源，选择反激式电路拓扑即方案二是比较好的。第4章 系统设计在本文中，是设计一个管道煤气泄漏报警电路的PWM开关电源。这种开关电源可用于AV200240V输入的电子产品中。这种特殊的开关电源可以提供2W的输出功率，可以用在手机充电器等产品中。4.1技术指标输入电压范围： AC200240V，

11、50/60Hz。输出： DC+5V，额定电流200mA，最小电流50mA DC+24V，额定电流40mA，最小电流20mA 输出精度： +5V， 最大5% +24V,最大5% 低电压输入限制：该电源产品允许最低输入电压为AC200（5%）V4.2输入整流电路和滤波电路设计1.单相桥式整流电路单相桥式式整流电路适用与1KW以下的整流电路中。完成这一电路主要是靠二极管的单向导电作用，因此二极管是构成整流电路的关键元件。(1).工作原理 单相桥式整流电路是最基本的将交流转换为直流的电路，因为是由四只整流二极管D1D4接成电桥的形式，所以称为桥式整流电路。如图4.1（a）所示。为了更清楚的解释其工作原

12、理，我将桥式整流电路的输出直接接一个负载。在分析整流电路工作原理时，整流电路中的二极管是作为开关运用，具有单向导电性。根据图4.1（a）的电路图可知：（a）桥式整流电路 （b）波形图 图4.1 单相桥式整流电路当正半周时，二极管D1、D3导通，在负载电阻上得到正弦波的正半周。电流由TR次级上端经D1RLD3回到TR次级下端，在负载RL上得到一半波整流电压，如图4.2所示。当负半周时，二极管D2、D4导通，在负载电阻上得到正弦波的负半周。电流由Tr次级的下端经D2RLD4回到Tr次级上端，在负载RL上也得到一半波整流电压，如图4.2所示。在负载电阻上正、负半周经过合成，得到的是同一个方向的单向脉

13、动电压。单相桥式整流电路的波形图见图4.1（b）。（2）.参数计算 根据图4.1（b）可知，输出电压是单相脉动电压，通常用它的平均值与直流电压等效。输出平均电压为: （式4-1）流过负载的平均电流为: （式4-2）流过二极管的平均电流为: （式4-3）二极管所承受的最大反向电压 （式4-4）二级管的选择应主要考虑以上两个因素。在这次设计中，我选用的是二级管IN4007。2.电容滤波电路 滤波电路利用电抗性元件对交、直流阻抗的不同，实现滤波。电容器C对直流开路，对交流阻抗小，所以C应该并联在负载两端。经过滤波电路后，既可保留直流分量，又可滤掉一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，减小了电路的脉

14、动系数，改善了直流电压的质量。 (1)电容滤波电路结构 现结合单相桥式整流和电容滤波电路为例来说明。电容滤波电路如图2所示，在负载电阻上并联了一个滤波电容C。图43 电容滤波电路 (2)滤波原理 若V2处于正半周，二极管D1、D3导通，变压器次端电压V2给电容器C充电。此时C相当于并联在v2上，所以输出波形同v2 ，是正弦波。当v2到达wt=p/2时，开始下降。先假设二极管关断，电容C就要以指数规律向负载L放电。指数放电起始点的放电速率很大。在刚过wt=p/2时，正弦曲线下降的速率很慢。所以刚过wt=p/2时二极管仍然导通。在超过wt=p/2后的某个点，正弦曲线下降的速率越来越快，当刚超过指数

15、曲线起始放电速率时，二极管关断。所以在t2到t3时刻，二极管导电，充电，Vi=Vo按正弦规律变化；t1到t2时刻二极管关断，Vi=Vo按指数曲线下降，放电时间常数为RLC。电容滤波过程见图4.4。 图. 电容滤波电路波形(3)外特性 整流滤波电路中，输出直流电压VO随负载电流IO的变化关系曲线如图4.5所示。 图4.5 电容滤波外特性曲线 (4).电容滤波电路参数的计算 负载平均电压VL升高，纹波减少，且RLC越大，电容放电速率越慢，则负载电压中的纹波成分越小，负载平均电压越高。为了得到平滑的负载电压，一般取： （式4-5） 在本设计中，我采用AD400V的4.7F电容。电容滤波电路的计算比较

16、麻烦，因为决定输出电压的因素较多。一般常采用以下近似估算法： RLC =（35） 的条件下，近似认为VO=1.2V2。4.3变压器变压器不论工作频率高低，都是通过电磁感应来传输能量的。传输能量的大小，与变压器所用的材料、结构、尺寸和工作频率有关。如果传输的能量为定值，工作频率高，在一定时间内传输能量的次数多，每一次传输的能量可以少，则变压器用的材料少，结构尺寸小。用脉宽调制（PWM）方式改变变压器传输能量和电压大小，是一种外加控制方法。使用条件包括两方面内容：可靠性和电磁兼容性。 可靠性是指在具体的使用条件下，高频电源变压器能正常工作到使用寿命为止。一般使用条件对高频电源变压器影响最大的是环境

17、温度。其磁通密度，磁导率和损耗都随温度发生变化，故除正常温度25外，还要给出60，80，100时的各种参考数据。电磁兼容性是指高频电源变压器既不产生对外界的电磁干扰，又能承受外界的电磁干扰。电磁干扰包括可闻的音频噪声和不可闻的高频噪声。高频电源变压器产生电磁干扰的主要原因之一是磁芯的磁致伸缩。磁致伸缩大的软磁材料，产生的电磁干扰大。屏蔽是防止电磁干扰，增加高频电源变压器电磁兼容性的好办法。但是为了阻止高频电源变压器的电磁干扰传播，在磁芯结构和绕组结构设计也采取了相应的措施。高频电源变压器完成功能有3个：功率传送，电压变换和绝缘隔离。功率传送有两种方式。第一种是变压器功率的传送方式，加在原绕组上

18、的电压，在磁芯中产生磁通变化，使副绕组感应电压，从而使电功率从原边传送到副边。在功率传送过程中，磁芯又分为磁通单方向变化和双方向变化两种工作模式。单方向变化工作模式，磁通密度从最大值Bm变化到剩余磁通密度Br，或者从Br变化到Bm。磁通密度变化值B=BmBr。为了提高B，希望Bm大，Br小。双方向变化工作模式磁通度从Bm变化到Bm，或者从Bm变化到Bm。磁通密度变化值B=2Bm，为了提高B，希望Bm大，但不要求Br小，不论是单方向变化工作模式还是双方向变化工作模式，变压器功率传送方式都不直接与磁芯磁导率有关。第二种是电感器功率传送方式，原绕组输入的电能，使磁芯激磁，变为磁能储存起来，然后通过去

19、磁使副绕组感应电压，变成电能释放给负载。传送功率决定于电感磁芯储能，而储能又决定于原绕组的电感。电感与磁芯磁导率有关，磁导率高，电感量大，储能多，而不直接与磁通密度有关。虽然功率传送方式不同，要求的磁芯参数不一样，但是在高频电源变压器设计中，磁芯的材料和参数的选择仍然是设计的一个主要内容。 电压变换通过原边和副边绕组匝数比来完成。不管功率传送是哪一种方式，原边和副边的电压变换比等于原绕组和副绕组匝数比，只要不改变匝数比，就不影响电压变换。但是，绕组匝数与高频电源变压器的漏感有关。 绝缘隔离通过原边和副边绕组的绝缘结构来完成。为了保证绕组之间的绝缘，必须增加两个绕组之间的距离，从而降低绕组间的耦

20、合程度，使漏感增大。还有，原绕组一般为高压绕组，匝数不能太少，否则，匝间或者层间电压相差大，会引起局部短路。这样，匝数有下限，使漏感也有下限。高频电源变压器，遵守变压器基本原理：1）遵守变压器的同名端原理。2）理想变压器原副边理论上功率相等。3）原副边电压比正比于线圈轧数比，电流比则反比于线圈轧数比。4）电感线圈的交流电特性是，电流不能突变，相位上电压超前电流90度。反激式变压器的工与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁芯材料中，一次侧关断后在把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接

21、使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。图4.6是反激式变压器二次绕组的安排。 图4.6 反激式开关变压器绕组的安排4.4自激振荡电路组成 在本电路中，L13、L24、Q1、C5、R4组成间歇振荡器，产生矩形脉冲电压。其振荡过程为： 当接通电源时，R6提供Q1的基极正偏电压，Q1导通，Ic1通过L13，L24产生的感应电动势上负下正，经C5、R4加到Q1的基极，使Ic1增大，产生强烈的正反馈，使Q1很快进入饱和。在Q1进入饱和状态后， L24的感应电动势通过R4、Q1的be极、R3对C5进行充电，完成脉冲的平顶期。三极管Q1完全进入饱和后，开关管的集电极电流很大，在R3上产生上为正下为负的压

22、降，该电压的正极通过R2加至Q2的基极，负极加至Q2的发射极，使Q2导通，从而使Q1的基极电流减小，Q1的集电极电流减小，储能电感L13产生上为负下为正的感生电动势，经过变压器T1的耦合，在L24电感上产生上为正下为负的感生电动势，该电动势经C5耦合，负极通过C5、R4耦合至Q1，使Q1基极电流进一步减小，该过程形成一个强烈的正反馈，使Q1迅速由饱和状态进入截止状态。这时L13上产生上为负下为正的电压，经T1耦合，在T1的次级线圈L57、L67两端产生上为正下为负的电压，脉冲整流二极管D7、D8导通，开关变压器在开关管Q1饱和时以磁能形式积蓄的能量转换成电流的形式向负载端释放，该电压经D8、D

23、7整流后对C7、C8C6充电，随着充电过程的进行，两路充电电流线性减小，D7、D8截止，脉冲二极管由导通到截止的这段时间，即为激励脉冲间歇期。从而完成一个周期的振荡。4.5输出整流和滤波电路经过高频开关变压器降压后的脉动电压同样要使用二极管和电容进行整流和滤波，只是此时整流时的工作频率很高，必须使用具有快速恢复功能的肖特基整流二极管（本电路使用的分别是FR102和SR160），普通的整流二极管难当此任，而整流部分使用的电容也不能有太大的交流阻抗，否则就无法滤除其中的高频交流成分，因此选择的电容不但容量要大，还要有较低的交流电阻才行（本电路使用了100 uF/35v、100uF/16v、470u

24、F/10v的电容）。 输出直流电压的形成本电源有两组直流稳压输出：+24V,+5V。D8,C7和D7,C8,L1,C6分别为对应的整流滤波电路。当Q1导通时，绕组L13上的感生电动势上为正下为负，由于T1的各绕组的同名端的设置，绕组L57、L67上的感生电动势为上为负下为正，使D7、D8反向偏置，均处于截止，T1处于储能状态。当Q1截止时，绕组L13上的感生电动势上为负下为正，由于T1的各绕组的同名端的设置，绕组L57、L67上的感生电动势为上为正下为负，使D7、D8正向偏置，均处于导通状态，其导通电流向滤波电容充电。在短暂的时间内各滤波电容正极就形成稳定的电压输出。半波整流电路半波整流电路如

25、图4.7（a）所示。它由电源变压器Tr整流二极管D和负载电阻RL组成，变压器的初级接交流电源，次级所感应的交流电压为： （式4-6）其中U2m为次级电压的峰值，U2为有效值。电路的工作过程是：在u2 的正半周（t = 0），二极管因加正向偏压而导通，有电流IL流过负载电阻RL。由于将二极管看作理想器件，故RL上的电压 UL与U2的正半周电压基本相同。在U2的负半周（t =2），二极管D因加反向电压而截止，RL上无电流流过，RL 上的电压UL = 0。可画出整流波形如图（b）所示。可见，由于二极管的单向导电作用，使流过负载电阻的电流为脉动电流，电压也为一单向脉动电压，其电压的平均值（输出直流分量

26、）为 （式4-7）流过负载的平均电流为 （式4-8）流过二极管D的平均电流（即正向电流）为 （式4-9）加在二极管两端的最高反向电压为 选择整流二极管时，应以这两个参数为极限参数。半波整流电路简单，元件少，但输出电压直流成分小（只有半个波），脉动程度大，整流效率低，仅适用于输出电流小、允许脉动程度大、要求较低的场合。 电容滤波半波整流电容滤波电路如图4.8所示。其滤波原理如下：电容C并联于负载 RL的两端，ULUC。在没有并入电容C之前，整流二极管在U2的正半周导通，负半周截止，输出电压UL的波形如图中所示。并入电容之后，设在t=0时接通电源，则当U2由零逐渐增大时，二极管D导通，除有一电流I

27、L流向负载以外还有一电流iC向电容C充电，充电电压UC的极性为上正下负。如忽略二极管的内阻，则UC 可充到接近U2的峰值U2m。在U2达到最大值以后开始下降，此时电容器上的电压UC也将由于放电而逐渐下降。当U2UC时，D因反偏而截止，于是C以一定的时间常数通过RL 按指数规律放电，UC下降。直到下一个正半周，当 U2 UC时，D又导通。如此下去，使输出电压的波形如图中线所示。显然比未并电容C前平滑多了。为了得到更为平滑的直流电，在本电路+5V的整流滤波电路中采用由L1、C6、C8组成的LC型滤波。4.6稳压电路设计电压反馈环的唯一功能就是使输出电压保持在一个固定值。即通过控制器件控制端的电流来

28、调节占空比，以达到稳压的目的。但考虑负载瞬态响应输出精度及输入隔离输出等方面，电压反馈的设计就变得很复杂了。 稳压电路的组成本电源的稳压电路由D6、R7、R8、C4、PC817C、R9、R10、R11、R12、C9、TL431组成，电路见附图。其中D6、R7、R8、C4构成整流和滤波电路，给光耦供电；R9、R10、R11、C9、TL431提供基准电位，R12为取样电路，两者比较的结果通过光耦反馈到Q2的基极实现对脉冲宽度的调制。 TL431特性及应用（1）、特性TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V范围内的

29、任何值。该器件的典型动态阻抗为0.2，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。图4.9 三端可编程并联稳压二极管图4.9是该器件的符号。3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。TL431的具体功能可以用如图4.10的功能模块示意。图4.10 TL431内部结构示意图本电源电路是一种高精度的直流稳压电源。电压反馈环要与输入电压和控制器隔离，采用光隔离器进行隔离。光藕合器在开关电源的主振回路使输入回路与输出回路进行电气隔离，并为电源的稳压控制电路提供信号通路。它主要有光源（即发光二极管）和光敏器件组成。最通用的

30、光电耦合器是把一个发光二极管LED合一个光敏三极管VT封装在一个完全与外界隔离的外壳中。其工作工作过程简述如下：当有电流流过发光二极管时，便产生一个光源，光的强度取决于激励电流的大小，此光照射到封装在一起的光敏三极管VT上后，控制VT产生一个与发光二极管正向电流成比例的集电极电流。为了减少光隔离器漂移的影响，二次恻要用到一个误差放大器，这个误差放大器采用TL431。因为在TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，R11和R10为固定电阻，两者串联对+5V的输出电压进行分压取样，在R10上得到取样电压，将该取样电压加在TL431的REF端。若V o增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，因

31、为TL431和光耦PC817C的发光二极管是串联的，所以光耦PC817C内的发光二极管上通过的电流增加，其发光强度也对应增加，进而使光耦PC817C内的光敏三极管产生的电流也成比例增加，使Q2导通。Q2导通以后，对Q1的基极进行分流，从而使Q1提前由平顶期转到间歇期，使开关变压器T1的L13绕组储能减少，输出电压降低，实现了对输出电压的稳定。4.7过电流限制功能设计本电源还具有对开关调整管的过电流限制保护功能。用于防止负载端出现短路或当所带的负载加重等原因引起的电流急剧增加时，过大的电流烧坏开关调整管Q1。其电路工作过程描述如下：当开关调整管Q1的集电极电流过大时，其发射极串联的电阻R3上的电压也大大增加，该电压通过R2电阻加到Q2的基极和发射极之间，使Q2导通。Q2导通以后，对Q1的基极进行分流，迫使开关调整管Q1进入截止状态，从而避免了Q1上的电流太大而被烧坏的危险。第5章 设计成果5.1 电路原理图本电路D1-D4组成桥式整流，将220V的交流电压变为脉动整流电，再经C2滤波得平滑的直流电。L13、Q1、L24、C5、R4组成逆变电路，将直流电变成高频交流电。T1将L13的能量传递给次级