电压可调开关电源的研发毕业设计

1、湖南科技大学毕业设计（论文）题目电压可调开关电源的研发作者罗宵学院信息与电气工程学院专业自动化学号0904020105指导教师吴新开二零一三年六月三日湖南科技大学毕业设计（论文）任务书信息与电气工程学院院自动化系（教研室）系（教研室）主任:（签名）年月日学生姓名:罗宵学号:0904020105 专业: 自动化1 设计（论文）题目及专题：电压可调开关电源的研发2 学生设计（论文）时间：自 2013 年 2 月 25 日开始至 2013 年 6 月 8 日止3 设计（论文）所用资源和参考资料：（2）电力电子技术；（2）开关电源；（3）单片机与应用技术；（4）智能检测技术；（5）自动控制理论；（6）

2、有关可调开关电源装置的参考文献。4 设计（论文）应完成的主要内容：（1）电压可调开关电源的应用意义；（2）电压可调开关电源的硬件设计；（3）电压可调开关电源的软件设计；（4）电压可调开关电源的仿真；（5）电压可调开关电源的发展前景。5 提交设计（论文）形式（设计说明与图纸或论文等）及要求：（1）毕业设计论文字数在1.5万字以上，原理、方框图符合规范，表格符合规范要求；（2）严格按毕业设计论文规范打印与装订；（3）按0号或1号图纸准备好答辩图纸；（4）按时交毕业设计论文。6 发题时间： 2013 年 2 月 24 日指导教师：（签名）学生：（签名）目录第一章绪论11.1 高频开关电源的诞生11.

3、2高频开关电源的分类11.3高频开关电源的研发现状21.4 课题研究的意义41.5论文主要工作4第二章高频开关电源方案的确定52.1方案的的分析和选择52.2 方案的确定72.3 正激式（Forward）PWM转换器82.3本章小结9第三章系统设计103.1输入AC/DC电路设计103.1.1 输入EMI滤波器设计103.1.2 整流滤波器设计113.2 功率场效应管MOSFET的设计123.2.1 功率场效应管MOSFET的工作原理123.2.2 参数计算及型号选择133.3 变压器的设计14磁心选择153.3.2 视在功率PT的确定153.3.3 计算的值173.3.4 匝数及绕组导线直径

4、的确定173.4 输出级的设计18输出滤波电感的设计18输出滤波电容的设计193.5隔离驱动电路设计193.6 A/D转换模块203.7本章小结22第四章系统的控制及仿真234.1系统的控制234.1.1 脉宽调制的实现234.1.2 PID算法的实现234.1.3 软件流程图244.2 Pspice仿真274.2.1 变压器建模274.2.2 Pspice中变压器的模型分析284.2.3 主电路仿真304.3本章小结31第五章结论325.1 论文结论325.2 本设计存在的问题和进一步工作设想325.3 高频开关电源的发展展望32致谢34参考文献35附录A36附录B39附录C40第一章绪论1

5、.1 高频开关电源的诞生在开关电源的诞生以前，人们主要采取的是开关调节器式直流稳压电源和线性调节器式直流稳压电源，这类直流电源有只能降压不能升压、体积大、功耗大、散热难等缺点，又由于其输出和输入之间有公共端，需要外加电路来实现输入与输出的隔离等等，这都不适应电路小型化的趋势。十九世纪六十年代年，NEC发表了两篇具有指导性的文章：一篇为“用高频技术使AC变DC电源小型化”，另一篇为“脉冲调制用于电源小型化”。这两篇文章为直流稳压电源的发展提供了方向。到了七十年代，美国摩托罗拉公司发表了一篇题为：“触发起20kHz的革命”由此正式揭开了高频开关电源的发展序幕，高频化使得电源不但减小体积更重要的是减

6、小了功耗，节约了大量的能源。在高频开关电源的发展过程中先后出现的典型转换器有：Buck转换器、Boost转换器、Buck-Boost转换器、Zeta转换器、Cuk转换器、SEPIC转换器，其后又有正激式（Forward）转换器、反激式（Flyback）转换器、推挽式（Push-Pull）转换器、半桥式（Half-Bridge）转换器、全桥式（Full-Bridge）转换器、双管正激式（Switchces Forward）转换器等等。1.2高频开关电源的分类现代开关电源有直流开关电源和交流开关电源两种类型。本文要介绍的只是直流开关电源，其功能是将市电（粗电）转换成精度要求较高的电压以满足各种设备

7、对电压的要求。DC/DC转换器是直流开关电源的核心，也正因为如此，大多数直流开关电源是根据DC/DC转换器而进行分类的。直流DC/DC转换器按输入与输出之间是否有电隔离可为两类：其一是隔离式DC/DC转换器，其二是非隔离式DC/DC转换器。隔离式DC/DC转换器也可以按有源功率器件的转换器个数来分类。单管的DC/DC转换器有正激式（Forward）和反激式（Flyback）两种，本文重点研究单管正激式（Forward）。双管DC/DC转换器有双管正激式（Doubel Transistor Forward Converter）、双管反激式（Double-Transistor-Flyback Co

8、nverter）、推挽式(Push-Pull Converter)和半桥式（Half-Bridge Converter）四种。四管DC/DC转换器就是全桥DC/DC转换器（Full-Bridge-Converter）。非隔离式DC/DC转换器也可以按有源功率器件的个数分为单管、双管和四管三类。单管DC/DC转换器共有：降压式（Buck）DC/DC转换器，升压式（Boost） DC/DC转换器、升降压式（Buck-Boost）DC/DC转换器、Cuk DC/DC转换器、Zeta DC/DC转换器、SEPIC DC/DC转换器。这几种单管DC/DC转换器中，Buck和Boost式是最基本的，Buc

9、k-Boost、Cuk、Zeta、SEPIC式DC/DC转换器都是从中派生出来的。双管转换器有双管串接的升压式（Buck-Boost）DC/DC转换器。四管的则是全桥式（Full-Bridge Converter）DC/DC转换器。1.3高频开关电源的研发现状目前市场上开关电源中功率管大多采用的是双极型晶体管，其开关频率可以达到几十千赫兹；而采用MOSFET的开关电源转换频率可以达到几百千赫，想要提高开关的频率就必须采用快速开关器件。对于兆赫以上的开关电源可以利用谐振电路，这种工作方式被称为谐振开关方式。谐振开关方式可以最大限度地提高开关的速度，降低开关管的损耗，其噪声也很小，这是提高开关工作

10、频率的一种方式。目前采用谐振开关方式的研究已经进入到实用阶段1。开关电源电路器件电力电子技术的进步必须依靠新型的电力电子器件。功率场效应管（MOSFET）为单极性导电，大大地缩短了开关时间，可以很容易达到1的频率。制造半导体的材料从硅材料到砷化镓、半导体金刚石、碳化硅，SiC功率MOSFET的导通压降已经降到了1以下，关断时间小于10。电压达300的SiC肖特基二极管的反向漏电压小于0.1，而反向恢复时间也几乎降低到了零。新型平面变压器近几年的发展也有效地推动了开关电源的发展，它具有能量密度高、体积小、频率高、漏感低、电磁干扰低等优点。软开关技术与高频化2 20世纪中叶开始得到发展和应用的PW

11、M DC/DC转换器技术，是一种硬开关技术。硬开关动作时开关上的电压和电流都不为零，开关在开通和关断过程中，电压和电流会产生一个交叠区产生损耗，被称为开关损耗。转换器的开关损耗与开关的频率成正比，开关频率越高，总的损耗越大，这不但降低了转换器的效率，也浪费了大量的能量。这种硬开关技术限制了转换器开关频率的提高，从而限制了转换器的小型化和轻量化。软开关技术在这种背景下应运而生了，软开关技术就是指开关上的电压电流都为零，或者其中一个为零的自然开关过程。在开关过程中没有电压和电流的交叠，如零电压开关（Zero Voltage Switch-ing，ZVS）和零电流开关（Zero Current Sw

12、itching，ZCS），有时也近似的把ZVS和ZCS叫做软开关。软开关技术是在不断认识与提高中得到发展的，在以高频的促使下，以谐振技术和PWM技术为基础的发展条件下提出来的，是使常规PWM技术与谐振技术相结合，并吸收两者的优点，由此产生了软开关PWM技术，目前此类技术已经在国内外多种PWM DC/DC转换器中得到广泛应用。PWM DC/DC转换器的软开关技术大致可以分为以下几类：（1）全谐振转换器，也被称为谐振转换器（Resonant Converters）。（2）准谐振转换器（Quasi-Resonant Converters，QRCs）和多谐振转换器（Multi-Resonant Con

13、verters，MRCs）。（3）零开关PWM转换器（Zero Switching PWM converter）（4）零转换PWM转换器（Zero Transition Converters）。高频开关电源的功率因素校正3 由于谐波电流对电网有极大的危害：（1）谐波的“二次效应”，即电流流过线路阻抗而造成谐波降压，反过来使电网波形发生畸变。（2）由谐波电流引起的电路故障，会损坏设备。（3）在三相四线制电路中，三次谐波与中性线中的电流同位，合成电流很大，可能超过相电流，可能导致中性线过热，引起火灾导致电气设备的损坏。（4）谐波电流对产生谐波电流的设备及同一系统中的其他电子设备产生极大的影响。因此

14、，如何抑制谐波，提高功率因素已经成为当今国内外电源界研究的重要课题。常用功率因素校正的方法有：多脉冲整流、无源滤波、有源功率因素校正等。电路集成和系统集成及封装工艺模块化、集成化和智能化是开关电源的发展方向，各种专用功能芯片在近几年内发展迅速，如功率因素校正（PFC）电路用的芯片，并联均流控制芯片，电流反馈控制芯片。功率半导体器件件则把驱动、控制、检测、保护电路封装在一个模块中。电路集成则是朝系统集成化方向进一步发展，近几年已经推出模块化内部结构的二代电源模块，已达到全面微控化和高度集成化。第二代产品的变压器也得到很大改良，采用了屏蔽式结构和镀铜磁芯，共模噪声和寄生电容得到降低，变压器的处理功

15、率密度大幅提高。系统集成改变了现在的半自动化、半人工化的组装工艺而达到完全自动化生产，有利于成本的降低和这项技术的推广。英特处理器的工作电压，已经降到了1以下，处理速度也大幅提升，有关专家提出了将开关电源和微处理器结合在一起的构想，而英特公司也在努力促成此事，但这样的开关电源的大小就得与微处理器相近，但是如今的开关电源仍然要比微处理器大几十倍甚至更多，如何进一步减小体积则是面临的新问题。低压大电流DC/DC变换技术的发展动态低压大电流高功率DC/DC变换技术，已从前些年的3.3降至现在的1.0左右，电流目前已可达到几十安到几百安等，同时电源的输出指标，如纹波、精度、效率、欠冲、等技术指标也得到

16、进一步的提高3。这一技术将成为今后一段时间内电力电子界内的热点，它的研究内容非常广泛，有负载大信号动态问题，有控制技术研究，有电路拓扑结构研究等等。同时，低压大电流DC/DC变换技术也面临着许多挑战。低压大电流DC/DC变换技术的关键是寻找到合适的拓扑结构似的变压器的副边波形能直接驱动代替二极管的同步整流MOSFET，这样既能保持简单性又能实现高效率。在低压大电流输出的电源中，副边整流环节的损耗占整个损耗的极大部分。最好的肖特基二极管也有0.25正向压降，将产生巨大的导通损耗，所以整流器件的唯一选择是用同步整流MOSFET，副边的研究便主要集中在如何驱动这些同步整流MOSFET上。一种办法是采

17、用外部控制电路，产生合适时序的驱动信号，去驱动这些同步整流MOSFET，简称外驱动技术；另一种办法便是选择拓扑，直接用副边波形来驱动这些同步整流MOSFET，这种技术被称为自驱动技术。目前与自驱动同步整流技术相匹配的拓扑结构只有两种，一是有源钳位正激变换器，二是互补驱动半桥电路。文献4介绍了高频开关电源的EMC设计，包括输入滤波器的EMC设计、高频逆变电路的EMC设计、输出整流电路的EMC设计和输出直流滤波电路的EMC设计，为抑制高频开关电源的电磁干扰提供了解决方案。高频开关电源电磁兼容预设计分析和研究5针对开关电源的电磁兼电源容问题，系统地分析转换器EMI的作用机理，运用专业软件进行系统仿真

18、，提出合适的电磁兼也容设计方法。随着各领域对用电电压和电流精度的不断提高，对开关电源的要求也愈来愈高。一个开关电源的品质除了电性能指标外，还有看许多其他指标，如环境温度、外形尺寸、EMI要求、抗震动要求、可靠性指标、集成度和美观性等，总体来说开关电源的研发方向是高频率、高效率、小体积。1.4 课题研究的意义本课题主要研究的是输出电压可调高频开关电源，目前开关电源界的发展欣欣向荣，其频率已达到百兆级，各类开关电源的研发能满足输出电压从低压到高压，输出电流从小电流到大电流，纹波较小的要求。但是对于输出电压可调的高频开关电源的研究不多，市场上的电压可调开关电源成品也很少，针对这个现象，本文在分析了各

19、种高频开关电源的基础上，主要着手中小功率电压可调开关电源的研发并充分考虑其经济性与总体性能，本论文设计的高频开关电源是基于单片机控制的，利用高频脉宽调制技术（PWM），主电路拓扑采取正激式电路，实现开关电源的输出电压可调，具有较高的实用价值。1.5论文主要工作本文详细分析了单端正激式开关电源的工作原理和使用单片机实现输出电压可调的基本工作原理，即使用软件算法实现PWM脉宽调制；分析了EMI滤波原理；重点分析了变压器的设计方法和使用AP法完成高频变压器的设计；分析设计了功率场效应管MOSFET的参数；使用Pspice仿真软件进行仿真，验证了系统的可行性。本文的具体行文结构安排如下：第一章绪论第二

20、章系统方案的确定第三章系统的设计第四章控制及仿真第五章结论及展望第二章高频开关电源方案的确定2.1方案的的分析和选择相关技术指标：输入电压：交流输出电压：直流输出功率：频率要求：纹波要求：按照上述参数要求，分析多种多种高频开关电源的主电路拓扑和其控制方式，大概提出以下四种总设计方案。方案一：整流滤波正激转换器调整方波整流滤波隔离反馈AC单片机控制驱动电路DCCCCC图 2.1 正激式本方案采用单管正激式转换器作为主电路，用单片机软件算法的方式实现PWM波形的控制以调节输出电压的大小，其系统方框图如图2.1所示。正激式转换器中高频变压器实现了输入与输出之间的电器隔离，变压器采用增加复位绕组的方式

21、实现磁复位。单管正激式转换器开关管承受的电压为（为输入电压）。正激式转换器的驱动电路较为简单、可靠性高、经济性较高，适合各种中小功率的电源。方案二：本方案采用半桥式转换器作为主电路拓扑，系统方框图如图2.2所示，半桥式实际上就是两个正激式PWM DC/DC转换器的结合，每个正激式转换器的输入电压为0.5，因此，其开关管承受的电压为，其工作原理与正激式转换器相似。半桥式转换器的变压器双向励磁，没有变压器偏磁问题，适合各种工业用电源和计算机用电源，但其驱动电路较复杂，有直通问题。整流滤波半桥转换器输出滤波隔离驱动电路单片机控制隔离反馈ACCDC图 2.2 半桥式方案三：本方案的系统方框图如图2.4

22、所示，以全桥转换器做为主电路，它是由四只开关管V1V4，和其反并联二极管D1D4，以及变压器其T组成的。变压器T的初级绕组接于两桥臂的中点，全桥逆变器的控制方式有：双极性控制方式、有限双极性控制方式以及移相控制方式。图2.3 全桥转换器主电路图整流滤波全桥转换器输出滤波隔离驱动电路单片机控制隔离反馈ACCDC图 2.4 全桥式图2.3是全桥式转换器主电路模型，开关管V1V4采用PWM控制方式。在单个周期内内，前半个周期V1和V4导通，导通时间为；后半个周期V2和V3导通，导通时间同为。调节开关管的导通时间，即调节占空比以达到调节输出电压有效值的目的，本方案设计电路较为复杂，成本高，适合大功率工

23、业用电源。方案四：整流滤波推挽式转换器调整方波整流滤波隔离反馈AC单片机控制驱动电路DCCCCC图2.5 推挽式本方案的系统结构框图如图2.5所示，其主电路采用推挽式转换器。推挽式PWM DC/DC转换器也可以看成是两个正激式转换器的组合，两个开关管轮流导通。两个开关管的轮流导通是变压器的铁心交替地磁化和去磁，以完成电能从初级绕组到次级绕组的传输。由于两个开关管的导通绝对时间可能不同，会产生直流偏磁问题。推挽式转换器适合低压输入电源。2.2 方案的确定各方案的分析比较如下表2.1所示，结合本论文设计的参数要求最终选用方案一，即选用正激式为主电路的拓扑结构，用单片机通过软件算法的方式产生设定频率

24、的PWM波形，通过脉宽调制技术对占空比进行调节以达到输出电压在设定范围内可调的目的。表2.1 各方案优缺点比较方案优点缺点功率范围应用领域一电路简单，成本较低，可靠性高，驱动电路简单变压器单向励磁，利用率较低几百瓦几千瓦适合各种中小功率电源二变压器双向励磁，没有变压偏磁问题，开关较少，成本低有直通问题，可靠性较低，需要复杂的隔离驱动电路几百瓦几千瓦适合各种工业用电源，计算机用电源三变压器双向励磁，容易达到大功率结构复杂，成本高，有直通问题，可靠性较低，需要负载的多组隔离驱动电路几百瓦几千瓦适合大功率工业用电源、焊接电源、电解电源等四变压器双向励磁，驱动较为简单有磁偏问题几百瓦几千瓦适合低输入电

25、压的电源2.3 正激式（Forward）PWM转换器正激式转换器是典型的带有隔离变压器的直流PWM转换器，其实际上就是在Buck降压式PWM DC/DC转换器中再加入了一个隔离变压器构成的，图2.6给出了正激式PWM DC/DC转换器的主电路。开关管按照PWM方式工作，二极管是输出整流二极管、是续流二极管，电感是输出滤波电感，电容是输出滤波电容。隔离变压器带有三个绕组：初次绕组、次级绕组和复位绕组。图中绕组标有“·”符号的一端表示是绕组的始端。二极管是复位绕组串联的二极管。正激式PWM DC/DC转换器变压器的磁芯复位的方法有：增加复位绕组法、RCD复位法、LCD复位法和有源钳位等磁

26、复位方法。在这里采取的是在输入端接复位绕组的方法。图2.6 正激转换器原理图当开关管导通时，变压器次级整流二极管导通，续流二极管关断，直流电源功率是通过变压器传送到负载的，同时滤波电感储能；当开关关断时，变压器次级整流二极管关断，续流二极管导通，滤波电感的储能向负载释放。绕组的极性与初级绕组相反，一般情况下=，与整流二极管串联后并接于直流输入电源的正极上。开关导通时，回路中的二极管阻断，因此没有电流流过，磁心从原始状态被磁化（Magnetization）。当开关关断时，复位绕组的电流使磁心去磁（Demagneti-onzation）。当励磁电流下降到零时，磁心复位到原始磁状态，以便下一个开关周

27、期磁心重复励磁。如果变压器没有复位措施，经过若干个周期后，磁心就会不断被励磁并逐渐进入饱和状态时，这样转换器就不能正常工作了。因此，在正激转换器中变压器复位十分重要，为确保铁心复位，在开关管导通时，铁心的磁通增加量应等于开关关断时磁通的减少量。在电流连续模式（CCM）条件下，正激式转换器的输出/输入的电压转换比为：（2.1）其中=/，、分别为变压器的一次绕组匝数和二次绕组匝数，为开关管的占空比。正激式电路由于接入了隔离变压器，从而实现了电源侧与负载侧之间的电气隔离，这使得转换器的输出电压可以高于或低于输入电源的电压，这也可以方便地实现多路输出。而且开关的占空比可以在设定的范围内变化以实现输出电

28、压在一定范围内变化。正激式（Forward）转换器可以在电感电流连续的条件下工作，也可以在电感电流断续的条件下工作。这时二极管和的反向恢复条件可以得到改善，同时也改善了开关管的开通条件。2.3本章小结本章主要是按照设计的相关参数要求，考虑了几种可行的方案并对各方案的优缺点进行分析。根据分析结果最终确定使用单管正激式转换器作为本设计的主电路并对其工作原理进行了分析。第三章系统设计本文关于电压可调开关电源的设计主要包括：主电路的选择、变压器的设计、输出整流滤波器的设计、功率开关管的选择、驱动电路的设计、控制器的选择、以及输出反馈的设计等。本文设计的高频开关转换器中的主要元器件有功率开关管（MOSF

29、ET管）、变压器、电感和电容等。其中，电感和电容是互为对偶的储能元件，理想条件下电感和电容都是无损，并且所储能也是单一形式的，即电感储存磁场能，电容储存电场能。但实际上电感和电容都有寄生电阻的存在，高频情况下要考虑涡流、集肤效应等因素，这些都会产生损耗。另外电感和电容的性质也会受到频率的影响，例如，当频率高到甚高频，电感可能会表现出电容的性质；电容也可能会表现出电感的性质。在开关转换器中，磁性元件的应用是十分广泛的，如滤波电感、谐振电感、吸收电路中的限流电感、隔离变压器等。对高频电磁现象的分析需要考虑的因素很多，包括：电压、电流、频率、能量、匝数、漏磁、磁心气隙、温度、加工工艺等。与此相对应的

30、对高频磁性元件的综合是比较困难的，同样的分析可能有不同的综合，因此在设计时应当结合体积、成本、效率等因素，选择合适的设计方案。对于功率开关管，PWM DC/DC转换器常用的开关管包括：功率场效应管MOSFET、绝缘栅双极晶体管IGBT。这两类开关管都能进行快速关断、快速开通，考虑到经济性等因素，本设计采用功率场效应管MOSFET作为高频开关。驱动电路和控制电路的好坏也会影响到系统的整体性能，在设计中也需要谨慎考虑之。3.1输入AC/DC电路设计3.1.1 输入EMI滤波器设计滤波是抑制干扰的一种较为有效措施，特别是对开关电源EMI信号的传导干扰和辐射干扰，在电源线上的传导干扰都可以用差模信号与

31、共模信号来表示，把EMII信号控制在有关EMC标准的极限电平下，最有效的方法便是在开关电源的输入电路中加装EMI滤波器。本设计采用的滤波器电路如图3.1所示。图中是用来消除共模干扰的，其对装在N-G和L-G之间，被称为Y电容。则安装在L和N之间，用来消除差模干扰，常选用高容量的金属皮膜电容，被称为X电容。滤波器是用来抑制共模电流噪声的电感，由于电感线圈对称地绕在同一个螺旋管上，因此在正常工作电流范围内，对称电流产生的磁性是相互抵消的，因而对差模电流和电源电流呈现低阻抗，不会有衰减的效果。结合各项参数，本设计最终选用DOREXS公司的DAA1-10A的单相交流电源滤波器。图 3.1 输入滤波电路

32、3.1.2 整流滤波器设计本设计采用单相桥式整流电路将经过EMI滤波后的交流电进行整流，其电路原理图如图3.2（a）所示，图3.2（b）是其简化的画法。（a）单相桥式整流电路原理图（b）简化画法图3.2 单相桥式整流电路单相桥式整流后的的电压平均值为：（3.1）单相桥式整流电路波形图如图3.3所示，经过整流桥后的直流电流值为： （3.2）在桥式整流电路中二极管、和、是轮流导通的，所以，流过每个二极管的平均电流为0.5；每个二极管承受的最大反向电。图3.3 单相桥式整流电路波形图结合本设计的参数要求最终选择RS2006M整流桥作为整流器，经过整流后的最大电压约为310，实际运用中当考虑留有一定的

33、裕量，所以滤波电容耐压值选择400V以上的电解电容。电容容量应满足式（3.3）6.(3.3)其中T为交流周期，此处为20，为负载电阻，考虑到最大电流为10，可假定负载为1000欧，那么估算出电容容值应当大于500。同时，滤波电容又不能过大导致电源的瞬态响应变差。本设计采用560的电解电容并联一只0.47的小电容，以平滑输出和滤除高频波的作用。3.2 功率场效应管MOSFET的设计3.2.1 功率场效应管MOSFET的工作原理功率场效应管MOSFET可分为N沟道MOSFET和P沟道MOSFET，本设计采用的是N沟道增强型MOSFET，其结构如图3.4所示，它是一种场控器件，类似 NPN型晶体管。

34、漏极d相当于集电极c，源极s相当于发射极e，栅极g相当于基极b。其主要区别在于MOSFET管是电压型控制器件，即栅源电压控制漏极电流。功率MOSFET是有大量细小的元包并联组成的，采用垂直导电沟道可以减小通态电阻，源漏极在沟道两侧扩散而成，栅极与沟道之间用二氧化硅进行绝缘。场控的原理：当栅源之间外加控制电压时，栅极和型衬底相当于平板电容器，在栅源电压的作用下产生一个由栅极指向型衬底的电场，这个电场有排斥空穴和吸收电子的作用，这使得型衬底中的电子被吸引到栅极下的衬底表面，从而形成了型导电沟道，原来被型衬底隔开的两个+型区就被这个导电沟道连通了。因此，此时若有漏源电压，则会有漏极电流产生。我们一般

35、把在漏源电压作用下开始导通时的栅源电压叫做开启电压。图 3.4 N沟道增强型MOSFET结构3.2.2 参数计算及型号选择（1）开关晶体管的电流定额通常在较大电流的情况下，应该选择具有大电流增益和饱和特性较好的晶体管作为功率开关管。 本设计中假设当市电为最小线电压输入时，=217.4，假定开关管的效率为75%，则输入功率为：=1300在导通占空比最大（min）=0.5时，应该为平均功率=（max）（34）=12考虑到磁化电流和纹波电流的斜率，应该留有10%的裕量。=12×1.1=13.2为了提高可靠性及考虑到在调整电感量大小时电流有可能失控，因此在实际选定管子电流容量时应当留有一定的

36、裕量。（2）开关晶体管的电压定额本设计中假定市电电压向上波动18%，经过整流桥后的电压上限值为：由于能量再生绕组工作时开关晶体管所承受的电压为2，同时有一定的漏电感存在，一般会在电压最高值上出现一个尖峰，尖峰的大小随制造工艺的优劣而不同，一般在电源电压的10%考虑，故；查相关参数表，最终采用型号为SPW17N80C3的MOSFET管，其电压定额为800V。（3）开关管的缓冲电路设计缓冲电路即吸收电路如图3.5所示，它的作用是抑制电力电子器件过压、过大、或者过电流和过大，以达到减少开关器件的损耗的目的。图 3.5 开关管的缓冲电路在无缓冲电路的情况下，MOSFET管开通时电流会迅速上升，即很大；

37、在关断时很大，并且出现很高的过电压，这都会给开关管造成很大的压力。而在有缓冲电路的情况下，开通时，由于有缓冲电容的存在，缓冲电容先通过向开关管放电，此时电流先上升一段，后因抑制电路的作用，的上升速度开始减慢。、是关断时为中的磁场能量释放电路而设置的。在开关管关断时，负载中的电流通过向电容进行分流，从而减小了开关管的负担，抑制了和过电压。但是因为开关管关断时电路中电感和布线产生的电感的能量需要释放，因此，一定的过电压是不可避免的，但上述开关管的电压定额设计已充分考虑之。3.3 变压器的设计变压器是一种利用互感耦合的电感器件，它由磁心和绕组组成，磁心起导磁作用，磁心的较高的导磁率提高了变压器的电性

38、能，变压器的初级绕组接输入端的，初级绕组起到激磁和从输入端获取电能的作用，并通过它将输入的电能转换为磁场能的形态。变压器的次级绕组接输出端，它完成能量由磁场能向电能的转换并将能量传递给负载。高频变压器是转换器中的核心元件，变压器使得转换器的输入与输出之间电气隔离，可以实现升压和降压，也可以方便的实现多路输出。变压器由于励磁电流的存在会产生励磁电感，当磁心有气隙时变压器的漏磁通增大，此时变压器的初、次级绕组不完全耦合，部分磁通只通过了变压器的一个绕组，这个绕组的磁通即是漏磁通，它在绕组中产生漏感。漏感是磁性元件中的一种寄生电感，一般情况下应当比励磁电感小很多。常用减少漏感的方法：（1）采用多股绞

39、合铜线或宽薄的铜箔片，使得到较高的铜占因子。（2）采用细长型的绕组设计方法，以达到减少漏感的目的。因为变压器的绕组越厚、漏感就越大。（3）把次级绕组绕在初级绕组的中间，或把次级绕组绕在初级绕组的外部，使得初次级绕组紧密耦合。高频变压器设计方法最常用的有两种，第一种是先求出磁芯窗口面积与磁心的有效截面积的乘积 (=×，称为磁心面积乘积)，称为法，根据值查相关的参数表可找出所需磁性材料和磁心的型号；第二种是在上述方法中加入了满足一定电压调整率的改进方法，称为调整率体积法。本设计采用法进行设计。磁心选择功率铁氧体，因在高频条件下具有很高的电阻率，而涡流损耗又低加上经济性能较好，因此是高频变

40、压器首选条件。但是由于它的磁导率通常比较低，所以需要的磁化电流较大。对于合金材料磁芯，如钻基非晶合金和微晶合金等，虽然具有较高的电阻率，通常情况下可以轧成很薄的带料，因此能用在较高频率。但是实际应用中有价格等因素的考虑，除了用在温度高和冲击、振动大的地方，需要采用合金材料磁心外，一般情况下变压器磁心还是以铁氧体为主。磁心材料要考虑的最主要因素是它在工作频率处的损耗和应用的磁通密度。本设计根据电源的工作频率选择镍锌铁氧体材质的铁心，允许温升为50摄氏度，各磁心的结构参数如表3.1所示，其次，在选择磁心时也要考虑磁通密度。磁通密度的选择涉及到转换器工作的稳定性、功率损耗、散热、铜损、铁损等较多问题

41、，因此要反复设计才能完善，其基本要求如下：（1）必须小于饱和磁通密度：铁氧体的的温度系数比较大，好的功率铁氧体在室温条件下大约为0.5，要减小励磁电流，应该选在0.67以下。（2）当频率达到一定的范围以上时，由高频变化的引起的铁心损耗较大，发热也严重。因此，为了使磁心温度不超过限定值，应当减小，一般在（0.330.67）以下。（3）应当考虑到合闸时的冲击，若大于，在合闸的第一个周期会产生大的和励磁电流的冲击。电流型控制能在一定程度上限制冲击电流。3.3.2 视在功率PT的确定变压器的视在功率PT随转换器主电路结构的不同而有不同的表达式。对于如图3.6（a）图所示的电路，在状态下实际上变压器是有

42、损耗的（即小于1），表3.1 各磁心的结构常数磁心种类损耗KjXKsKwtKv罐形磁心铜损铁损632-0.1733.84814.5铁粉磁心铜损 =铁损590-0.1232.558.813.1叠片磁心铜损 =铁损534-0.1241.368.219.7C型铁心铜损 =铁损468-0.1439.266.617.9单线圈铜损铁损569-0.1444.576.625.6带绕铁心铜损= 铁损365-0.1350.982.325对于如图3.6（b）所示的电路，考虑变压器损耗的情况下，（a）（b）（c）图 3.6 视在功率与主电路的结构关系在本对于如图3.6（c）所示电路，考虑变压器有损耗情况下，设计中假设

43、用肖特基二极管整流，其正向压降=0.6V，那么：=(60+0.6) 13=30003.3.3 计算的值铁心的有效截面积与窗口面积之积是法设计的最为关键数据，其计算公式为：（3.5）由上式算出后，可以查相关参数表得出所用磁心的型号。在确定的值时需要确定、的值。窗口使用系数是体现变压器或电感器窗口面积中铜线的实际占有的面积量。它由导线截面积、匝数、层数、绝缘漆厚度及线圈纹距等综合因素决定的。其主要是由导线的直径和绕组数决定的，一般情况下=0.20.4，导线直径小于0.2毫米或者多股并绕及绕组数较大时取较小的值，本设计中取其典型值0.4。取=0.4 =4.44（正弦波）=0.3=40由表3-4查得型

44、磁心的=468，=-0.14, 用式3.4计算=243.3.4 匝数及绕组导线直径的确定（1）确定原边绕组数，计算原边绕组公式13：（3.6）查得3-75EI的磁心的Ac值为10.89，再代入其他参数得： =89（2）根据原边匝数计算副边匝数：=54（3）导线直径的确定由于集肤效应限制，对最大漆包线的直径和截面积有一定的要求。特别是对于转换器，由于集肤效应的作用，使得导线的交流电阻增大，电流密度在导线界面上分布不均匀。在越靠近导线的中心位置，电流密度就越小，在导线的表面电流密度较大，这就使导线的等效导电截面积减小了，导致功率损耗的增大。通常采用较细的导线可以在一定程度上减小集肤效应的影响，参考

45、表3.2，本设计应当选择直径为1.4mm的导线绕组。表3.2 按集肤效应选择导线直径1020501002001.40.930.590.410.303.4 输出级的设计输出滤波电感的设计（1）电感值的确定正激式开关电源中的输出滤波电感的作用是减小负载电流波动，本设计中正激式转换器工作在电流连续模式下，电感电流可以近似为三角波，其平均值为，最大值为，最小值为，=-。设整流二极管的正向压降为0.5。= maxmin= =1.22已知=0.45，可以得出min=0.451.22=0.37=（1-min）Ts=0.63×100 =63（3.7）由的计算公式（）=(60+0.6)×63

46、×10-64=0.85（2）导线直径的选择：考虑到集肤效应的影响，导线的直径应当做到小于2，为渗透深度（Penetration depth）（）。=（3.8）值与温度有关，100摄氏度时，铜的电阻率=，为空气磁导率，为电流频率，表3.3为计算所得的几个典型的频率的值,从表中查得本设计的导线直径应该不大于1.5。表 3.3 典型频率的值50Hz10kHz100kHz1MHz/cm0.700.0750.0240.0075输出滤波电容的设计正激式和升压式输出级的输出滤波电容的计算式是相同的，它可以近似地由所输出纹波电压峰值决定。这个输出纹波电压即为叠加在输出直流电压上的交流三角波。对于正激

47、式变换器，纹波的典型值是50 (峰峰值)，而对于升压式变换器中，200的峰峰值则是比较典型的，本设计的纹波要求1，公式表达为：（3.9）式中为输出端的额定电流值，单位为，为在高输入电压轻载条件下所估计的占空比(估计值为05是比较合理的)，是期望的输出电压纹波峰峰值，单位为。因此，60V输出电容值为：=3.5隔离驱动电路设计开关管的栅源之间的绝缘层是绝缘的二氧化硅结构，在栅源之间形成了一个栅极电容，有隔断直流的作用，因此在低频静态的驱动功率约为零。然而，在高频的交替导通和关断时就需要一个动态的驱动功率，而单片机的输出端无法满足此要求10。开关管的基极驱动电路是控制电路和主电路之间的接口，对整个系

48、统的性能有较大的影响，一般对驱动电路的要求有以下几点：（1）提供栅极驱动电压和功率，保证功率管的正常导通和关断。（2）保证驱动电路的波形，以避免出现振荡。（3）实现主电路与控制电路之间的电气隔离。本设计采用IR公司生产的IR2110驱动芯片来驱动功率MOSFET，IR2110是双通道、栅极驱动、高速高压、单片式集成的功率驱动模块，它的体积小（封装形式为DIP14）、集成度高、响应很快（小于200）、隔离电压较高（达到500）、驱动能力较强、外部保护封锁口8。在高频开关电源的设计中应用IR2110可以大大地降低外围电路的复杂度，同时也降低了成本、提高系统的可靠性。如图3.7为IR2110芯片的电

49、路图，其中VDD和VSS分别连接芯片的逻辑输入电源和地，HIN、LIN和SD是逻辑电平输入。而VB是高端悬浮置供电电压，Vs是高端悬浮供电偏移电压，HO为高端输出电压，LO低端输出电压，Vcc是低端固定供电电压，COM是低端偏移供电电压。图 3.7 IR2110原理图由于驱动电路与主电路共地，且对于控制电路来说主电路是强电，会影响控制系统的性能，为了防止强电对控制系统的干扰，因此必须在驱动中设置隔离电路。在本设计中，考虑到开关信号频率达到10kHz，常用的光耦合芯片难以满足其要求，本电源设计采用高速光耦芯片6N136,其最大延时仅为0.8us。高压侧输出电流平均值应当小于8mA，因此在VCC接

50、+12V电压的情况下，GND极需要接一个2k欧的电阻用来限流。本电源设计的光电耦合电路如图3.8所示，在这里通过R2上的分压为IR2110输入端提供信号。图 3.8光电耦合隔离电路3.6 A/D转换模块本设计采用ADC0809芯片作为模数转换器，将采样回来的模拟信号转化成数字信号再输入到单片机中进行处理。ADC0809是一种8路模拟信号输入、8位逐次逼近法A/D，它的转换时间在典型的时钟频率下是100us。ADC0809的各个引脚功能介绍如下所示12：IN0IN7：表示8路模拟量输入线。D0D7：表示8位三态数据输出线。A、B、C：表示模拟通道选择线。ALE：表示通道锁存控制信号输入线，ALE

51、电平在正跳变的可以锁存A、B、C上的地址信息，经过译码后控制IN0IN7中哪一路模拟电压送入比较器。CLOCK：表示转换时钟输入线，CLOCK的频率范围为10kHz1200kHz，一般情况下取640kHz（此时的转换速度为100us）。START：表示启动转换控制信号的输入线，其上升沿清除内部寄存器，下降沿则启动控制电路并开始A/D转换。EOC：表示转换结束信号的输出线，在转换结束后EOC则输出一个宽为8各CLK周期的正脉冲。OE：表示输出允许控制信号输出线，OE为高电平时吧转换的结果送到数据线，当OE为低电平时，输出为浮空状态。VCC：表示主电源+5V。GND：表示数字地。VREF+：表示参

52、考电压的输入线，通常情况下VREF+VCC。VREF-：表示参考电压的输入线，通常情况下VREF-GND。图3.9 ADC0809与单片机的接线图。由于ADC0809具有三态输出数据总线，故可以与51单片机总线直接接口，图3.9给出了ADC0809与单片机的接线图。3.7本章小结在高频开关电源的设计中主要的难点是系统中各主要磁性元件的选择，这也是本章中就系统设计解决的主要问题，本章主要完成了AP法设计高频变压器及按要求完成了输入级和输出级的设计、开关管的设计和驱动电路设计等。第四章系统的控制及仿真4.1系统的控制电源控制部分的设计在很多程度上决定了整个系统的好坏，控制电路的主要任务根据要求产生

53、设定的SPWM脉冲，根据采样回的电压信号而调节脉冲宽度。4.1.1 脉宽调制的实现最初的脉宽控制技术是基于模拟电路，将载波与控制信号送到比较器进行比较而实现的。基于该方法的应用，出现许多能发生PWM波的控制芯片，如TL494、UC3842，后又出现数字集成式芯片如HEF4752、MA818。但这些方法与微机控制技术相比具有外围电路复杂、调试不方便等缺点。本设计采用AT89C51单片机，采用软件计算的实时PWM控制策略，该策略对硬件要求低、受外界干扰较小。常用的产生SPWM波形的软件设计方法有：（1）自然采样法，该方法调制信号是正弦波，调制信号与等腰三角形载波相比较，在自然交点处控制开关管的导通

54、与关断。自然采样法能准确地反映脉冲通断时刻，产生的波形是最接近正弦波的。但是由于软件确定开关时刻需要求解超越方程，并且需要进行多次三角函数及乘法运算，这给实时控制带来麻烦，该方法一般只用与模拟电路的产生。（2）规则采样法，为在微机中实现SPWM算法，可以对正弦控制信号进行周期采样，依据采用值与载波信号比较来确定PWM脉冲的前后沿，有多种形式实现该方法，包括：对称采样、非对称采样、平均规则采样。该方法不论在采样时刻正弦与三角载波是不是相交，这虽会带来一点误差，但可以控制在可行范围内。（3）面积等效法，该方法是基本思路是控制相同时间间隔内的PWM波形的面积，使之与调制波面积相等，当调制波为正弦时的

55、调制原理图如图4.1所示。图中Tpi和Tgi分别为开关管的关断与导通时间。假设单个周期内的PWM波的脉冲个数为2N，即将参考正弦波的整个周期T分成2N等分，每份时间T为T2N，在第i段区间内的正弦波面积为：（4.1）本设计运用单片机的定时器采用软件计算的方法产生PWM波形，可以方便地对PWM波占空比进行控制，从而实现输出电压可调，具体程序源代码见附录A。4.1.2 PID算法的实现（1）控制技术概述PID算法具有结构较为简单、稳定性与可靠性较高、调试方便等优点，因此在各图 4.1 面积等效原理种应用领域内得到广泛应用，特别是结合微处理器，PID控制算法能够得到很好的实现。除了PID控制外用于电源变压控制技术还包括：无差拍控制、重复控制、模糊控制等，但由于它们的各种不足，如模糊控制虽然在理论上可一任意精度逼近非线性函数，但是受到目前模糊控制研究水平的限制，