主电路及其仿真波形

1、正弦波逆变器逆变主电路介绍主电路及其仿真波形图1主电路的仿真原理图图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。 上局部为输出电压波形，下面 为电感电流波形。图1.1输出电压和输出电感电流的波形图1.2为通过三角载波与正弦基波比拟输出的驱动信号，从上到下分别为S1、S3、S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的 HPW调制方式的开关管 的工作波形向一致。图1.2开关管波形从图1.3的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期， S1和S3工 作在互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4 工作在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。M ； I阎图

2、1.3放大的开关管波形图1.4为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为C3的电压波形、 C1的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。从图中可以看出在 S1 关断的瞬间，辅助电容的电压开始上升，完成充电过程，同时 S3上的辅助电容 完成放电过程，S3开通。图1.4工作模态仿真波形图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图，图中从上到下分别为电感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。从图中可以看出当 S1关断瞬间到S3 开通的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到 S3关断时的 最小值，然后到S1开通之前仍然为一恒值，直到 S1开通，重复以上过程。根据 以上结论

3、可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。图1.5开关管的驱动电压波形和电感电流波形2滤波环节参数设计与仿真分析2.1输出滤波电感和电容的选取对逆变电源而言，由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高， 为获得良好的 正弦波形，必须设计良好的LC滤波器来消除开关频率附近的高次谐波。滤波电容G是滤除高次谐波，保证输出电压的THD满足要求。C越大，那么THD 小，但是C不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的 电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加， 同时电容太大，充放电时间 也延长，对输出波形也会产生一定的影响。逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以L的

4、大小关系到输出波形的质量。要保证输出的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波， 但是电感量的增加带来体积重量的 加大。不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。 滤波电感越大，电 感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。而减小滤波电感，可以改善 电路的动态性能，那么使得输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，波形也 会变差。综合以上的分析，在 LC滤波器的参数设计时应综合考虑。本文设计的LC滤波器如图3.12 中所示，电感的电抗 XL =2 fL , X L随频率的升高而增大。电容的电抗为XcXc随频率的升咼而减小所对应的频率为谐振频率fc，

5、即fc1 、 、。设逆变器输出电压的基波频率2 v LC为f0 ,开关频率为fs,那么有f0fcfs。由于fofc，故oL1 oC，电感对基波信号的阻抗小，电容对基波分流信号很小，即基波器允许基波信号通过。由于fcfs，故' sL电感对开关频率分量阻抗很大，电容对开关频率分量分流很大，即滤波器不允许开关频率分 量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。那么该滤波器可以满足滤波要求。由于采用了高频开关技术，输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附近因此谐振频率可以选得较高设 P - 1 而世土岸怖宓近I，因此L谐J振频J率可 以选彳得较高。设，而谐振频率7 LC£ 1fc，那么可得

6、L、C的计算公式：2JLCp 1L =C式 1-12 fc2 fc?本文的逆变电源功率为输出电压为 235V,开关频率为15KHZ额定负载为 56Q。' 一般取额定负载 R的0.40.8倍，而fc一般取开关频率的0.040.1倍, 本设计取fc二0.08fs，二0.6R,那么由式i-i可计算出：Lf33.62 3.14 12004.46mH 式 1-2Cf12 3.14 1200 33.63.949 F 式 1-32.2输出滤波电感的设计本文Lf为4.46mH。滤波电容电流的有效值为:lcf= 0CfUo = 2 3.14 100 3.949 106 235 0.583A式 2-1 1

7、10%负载时，负载的电流有效值为1 omaxRmaxUo1000 110%2354.681A 式 2-2L f l Lf maxN =BmSC取N=206匝，气隙:、0 = 0.4 二 N2Sc/Lf-0.58558 cm按滤波电感电流有效值l Lf = 5.08 A。容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为：Lf = 丿|/lomax厂2lcfomaxCOS90°l5.08A式 2-3其中， L二coS1 0.75。考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流 峰值为：lLfmax = 1 10%J2lLf = 1.1 ：2 5.08 7.90A式 2-4电感选用Mn - Zn

8、 R2KBD型铁氧体材料铁心PM 62 49,其磁路截面积SC = 4. 9C rn ,窗口面积Q = 3. 2 6crn ,Bm二3500GS，滤波电感的匝数为:205.44 式 2-54.46 10 3 7.903500 10 4 4.9 104选取导线，取j二3A mm2，导线的截面积为l LJ j二63二2mm2， 导线选用 0 . 1cm 2的铜皮。窗口利用系数K = 0 .X 1 x N/Q = 0 .x i 2 0= 2 0可以成功绕2制。U3262.3滤波环节仿真分析为了验证滤波环节的参数设计，根据主电路拓扑结构，对电容和电感值进行了仿真分析。图2.1(a)的参数为：Lf二4.

9、46mH ,Cf二3.949F ,可以明显看出输出电压的波形优于其他两个输出波形；图2.1 ( b)为 Lf = 0.446mH的输出电压波形，从图中可以看出，由于电感的值变小，输出电压的谐波含量变大；图2.1 (c)为Cf二12F，的输出电压波形, 由于电容的过大，反而使输出电压的纹波加大。(a)标准输出电压波形3:逆变数字控制系统硬件设计数字信号处理器(Digital Signal Processor, DSP )是针对数字信号处理的需求而设计的一种可编程的单片机，也称DSP芯片，是现代电子技术、计算机 技术和信号处理技术相结合的产物。DSP在 20世纪70年代有了飞速的开展，到 20世纪

10、80年代，数字信号处理已应用到各个工程技术领域， 不管在军用还是在 民用系统中都发挥了积极的作用。工作中常见的应用有 机、调制解调器、磁 盘驱动器和电机控制等。而数码相机、MP3和 等都是日常生活中 DSP的典型 应用。3.1 HPWM调制方式下ZVS的实现逆变电源越来越趋向高频化设计，传统的硬开关所固有的缺陷变得不可容忍： 开关元件开通和关断损耗大；容性开通问题；二极管反向恢复问题；感性关断问题； 硬开关电路的EMI问题。因此，有必要寻求较好的解决方案尽量减少或消除硬开 关带来的各种问题。软开关技术是克服以上缺陷的有效方法。 最理想的软开通过 程是：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，

11、开通损耗近零。因功率管 开通前电压已下降到零，其结电容上的电压即为零，故解决了容性开通问题，同 时也意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管的反向恢复问题 亦不复存在。最理想的软关断过程为：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态 值，所以关断损耗近似为零。由于功率管关断前电流已下降到零，即线路电感中 电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。基于此，本文采用了全桥逆变桥 HPW控制方式实现ZVS软开关技术，其设 计思路是在尽量不改变硬开关拓扑结构的前提下即尽量不增加或少增加辅助元 件的前提下，有效利用现有的电路元件及功率管的寄生参数，为逆变桥主功率管创造ZVS软开关条件，最大限度的实现Z

12、VS从而到达减少电路损耗，降低EMI, 提高可靠性的目的。HPW软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有 12种开关状态，基于正 负半周两个桥臂工作的对称性，以输出电压正半周为例，分析其一个开关周期工 作模态。如图2.2为输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形，此时S4工作在常通状态，S2处于关断状态，S1和S3处于互补调制状态。由于载波的频 率远大于输出电压基波频率，在一个开关周期 Ts内近似认为输出电压 U保持不 变，电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变。图2.2 ZVS主要工作波形S1和S4导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到ti时刻S1关断为止。电感电流：g

13、罟t 式3-12、模式B,从ti和t2时刻，对应的电路等效工作模式如图2.4图2.4模式B电路等效工作模式图在ti时刻，S1关断，电感电流从S1中转移到C1和C3支路，给C1充电， 同时给C3放电。由于C1、C3的存在，S1为零电压关断。在此很短的时间内， 可以认为电感电流近似不变，为恒流源，那么 C1两端电压线性上升，C3两端电压 线性下降。到t2时刻，C3电压下降到零，S3的体二极管D3自然导通，电路模 式B结束。I厂 iL(t1) (式 3-2)I1UC1 tt 式 3-32CeffI1U C3 t 二 U d _t 式 3-42Ceff3、模式C,从t2和t3时刻,对应的电路等效工作模

14、式如图3.6D3导通后，开通S3,所以S3为零电压开通。电流由D3向S3转移，此时S 3工作于同步整流状态，电流根本上由 S3流过，电路处于零态续流状态，电感 电流线性减小，直到t3时刻，减小到零。此期间要保证 S3实现ZVS那么S1关断和S3开通之间需要死区时间tdead1，并且满足以下要求:亠2CeffUdtdeadl，1式 3巧1 1iL t二 I - U0 t 式 3-6Lf4、模式D,从t3和t4时刻,对应的电路等效工作模式如图3.7图3.7模式D电路等效工作模式图在此模式加在滤波电感Lf上的电压为-Uo,那么电感电流开始由零向负向增加， 电路处于零态储能状态，S3中的电流也相应由零

15、正向增加，至U t4时刻S3关断, 结束D模式。电感电流：iLt半Lft 式 3-75、模式E,从t4和t5时刻,对应的电路等效工作模式如图3.8图3.8模式E电路等效工作模式图此模式状态与模式A近似，S3关断，C3充电，C1放电，同上分析同理S3 为零电压关断。t5时刻，C1的电压降到零，二极管D1自然导通，进入下一电路 模式相关电流电压值为：- 10 二 iLt4 式 3-8UC3t Jt 式 3-92CeffUC1tp Ud Jt 式 3-102Ceff6模式F,从t5和t6时刻,对应的电路等效工作模式如图3.9在D1导通后，开通S1，贝U S1为零电压开通。电流由D1向S1转移，S1工

16、 作于同步整流状态，电路处于正电压输出状态回馈模式， 电感电流负向减小，直 到减小到零，之后输入电压正向输出给电感储能，回到初始模式 A，开始下一开 关周期。此期间电感电流：iLtIo UdU°t 式 3-11 Lf同理要保证2CeffU dS1零电压开通，那么S3关断和S1开通之间需要死区时间tdead2，同时满足：切ad2，需要注意的是一般有 h > |0，因此得出I 0tdead2 tdead1 °HPW调制方式下ZVS实现的条件及范围:由以上的工作模式分析可知，由于电容 C1和C3的存在，S1和S3开关管容 易实现ZVS关断；要实现功率管的零电压开通，必须保证

17、有足够的能量在其开通 之前抽去等效并联电容上所储存的电荷，即要满足以下条件：1 ,2 1 2 1 2 2Lf iLCeffUdCeffUd 二 CeffUd 式 3-122 2 2在上面的分析中，下管总是容易实现ZVS开通，因为其开通时刻总是在电感 电流的瞬时最大值的时刻，即使轻载时电感储存的能量也可以保证其实现零电压 开通；对于上管来说，那么必须在零态续流模式中电感电流瞬时值由正变负，到达一定负向值，才能保证在下管关断时该电流可以使上管等效并联的电容放电，从而实现其零电压开通。此种情况实际为输出半个周期中电感电流与输出电压同向，即U) >0,i L>0的情况；当二者反向即iL &

18、lt;0时，那么上下管的情况正好互换， 上管容易实现ZVS开通，而下管实现ZVS的条件那么同样在零态续流模式中要保证 电感电流瞬时值反向。对输出电压负半周，上下管实现ZVS的情况与正半周相同 在一个开关周日Ts内，设d为上管导通的占空比(包括二极管续流时间)i la为电感电流的瞬时平均值，那么有iLA当考虑到输出电压半个周期内的电路可以等效为一BUCK变换器，U0二dUd，那么由式(3-11)可以得出:iLA1 "I。Ud V d dLff式 3-13在上式中fs为开关频率，从而得到:Ud 匸dd 式 3-142Lf fs实现零电压开关的必要条件是电感电流过零，对于BUCK变换器来说

19、应工作在电流断续模式，那么滤波电感的最大值需满足以下条件：f maxUd1- dd2iLAfs式 3-15滤波电感的取值直接影响ZVS实现的范围，也影响到电路的效率。电感值大， 电感电流瞬时值变化范围小，ZVS实现的范围也减小，也就是说在较大负载情况 下，在半波电感电流峰值附近上管难以实现 ZVS开通，从而仍然有较大的开通损 耗；电感取值减小，其电流瞬时值脉动变大，那么 ZVS实现的范围加大，开通损耗 可以减小，但此时由于整个输出周期内电感上的瞬时电流的高频脉动很大，因而磁芯的磁滞及涡流损耗增加。所以，电感的取值、ZVS实现的范围及电路的效率 之间需根据具体情况适当折衷。HPW调制方式下ZVS

20、的实现需要注意以下问题：1、如考虑逆变器负载功率因数较大的情况下，那么 U0，iL在整个周期大局部 时间内为同向，即有式tdead2>tdead1成立。为充分保证上管软开关的实现，那么 可以考虑在下管驱动附加加速关断措施，如采用电阻二极管网络，以适当增加下管关断到上管开通之间的死区时间。2. 由上述可知，由于要保证ZVS的实现，那么滤波电感上必然存在较大的电流 脉动，因而电感的磁芯损耗比拟大，实际应用须选用电阻率高、高频损耗小的磁 芯材料。3. 由上述的分析得知由于ZVS实现的范围与电感磁芯损耗的矛盾，在负载 范围较大的情况下，很难折衷得到很好的效果，因此该方式只适用于较小功率的 应用场合，而应用于较大功率场合时， 那么可以考虑用相同功率的模块并联来实现。 3.2.3 仿真分析仿真采用 Saber2007 软件执行， Saber 是美国 Analogy 公司开发并于 1987 年推出的模拟及混合信号仿真软件， 被誉为全球最先进的系统仿真软件， 也是唯 一的多技术、多领域的系统仿真产品。 Analogy 公司 在机电一体化和电力电子 设计、分析方面居世界领先地位，其产品广泛应用于电力、电 子、航空、运输、 家用电器及军事等领域。与传统仿真软件