开关电源电路

1、BUCK电路下面分析开关管导通与截至的情况与输出电压的关系，以及电感电流连续状态下器件的选择。设为输入电压，为输出电压，为负载电流，电感量为L，开关频率为48KHz ，开关周期为，导通时间为=,断开时间为，开关管导通时间为，开关管截止时间;<1，称为导通时间占空比，为截止时间占空比，很明显+=1。在输入输出不变的前提下，当开关管导通时，电感电流平均值,电感电流线性上升增量为 式（4.1）当开关管截止时，电感电流增量为 式（4.2）由于稳态时这两个电流变化量相等，即，所以 式（4.3）又因为+=1整理得 式（4.4）这表明，输出电压随占空比而变化，由于<1，故<，是电压增益，表

2、示为M，所以BUCK电路的增益 M= 式（4.5）电压增益M由开关管导通时间占空比决定，即BUCK变换器有很好的控制特性。电感的选择当电感L大于临界电感时，电路工作于电感电流连续状态，临界电感为 式（4.6）电容的参数计算流经电容的电流对电容充电产生的电压称为纹波电压 = 式（4.11）其中=1在指定纹波电压限值下，需要电容值C移项得 C= 式（4.12）二极管的参数计算及器件选择有=可计算得，然后计算出峰值电流 =+=+ 反激变换器的缓冲器设计在反激变换器中，引起开关应力高（可导致开关损坏）的原因有两个：一是开关关断时，漏电感引起开关管集电极电压突然升高；二是负载线不够合理。两个原因均是由于

3、负载是电感性引起的，前者影响较大，后者次之。抑制开关应力有两个办法。一是减小漏电感；二是耗散过电压的能量，或者使能量反馈回电源中。减小漏电感主要靠工艺；耗散过电压的能量依靠与电感线圈并联的RC缓冲器，或与开关关联的RC缓冲器；能量反馈回电源中依靠附加的线圈和定向二极管。在反激变换器中，储存在变压器原边电感的主要能量在反激时期中将传输到副边。副边回路寄生电感、电容的寄生电感，还有输出线路漏感折算到原边电感用表示，它与串联接在晶体开关管集电极上，如图4.8所示。（+）上的能量在关断时产生过电压，重新按集-射极间。因此过电压是构成损坏管子的开关应力，必须加缓冲网络予以限制。图中为在原边电感旁加电路、

4、。图4.8缓冲电路导通时，电压加在（+）上，由于反偏阻止的充电，所以0。当关断时，由于反激作用，集电极电压快速上升，但由于此时有正偏压而导通，使电流被、分流，电压逐渐上升，即电压也是逐渐上升，而且钳位在2数值上。从而把上升的尖峰电压的顶部削去。在周期的剩下时间里，随着放电电流减小，的电压将会返回到原来值。多余的反激电能消耗在上。此钳位电压是自跟踪的，在稳态工作时，因为的电压会自动的调整，直到所有多余的反激电能消耗在上。如果在所有其他情况下，都要维持某一恒定钳位电压，则可通过减小值或漏电感的值，来抑制钳位电压的升高趋势。保护环节RC缓冲器晶体管关断过程是开关管最易损坏的时间。在使用时保护晶体管需

5、加上RC缓冲器，场效应管理论上与晶体管做相似处理与计算。基极驱动方法分析中提到，基极反向电流要大，以便使存储时间减少。遗憾的是基极反向电流过大情况会使基-射结击穿，晶体管损坏。有两个方法可防止这种情况的发生：一是在集电极-发射极电压处于低值时,关断晶体管；二是管子关断时，集电极电压上升的同时，较快地减少集电极电流。如图4.9所示，使用RC缓冲器接在晶体管C、E两端，在关断晶体管时以减少集电极电流。其工作原理是：当晶体管关断时，电容C通过二极管被充电到（）。这样集电极电流有了分路，集电极电流能较快地减小。当晶体管导通时，C通过电阻R和放电。图4.9 RC缓冲器参数的选择可按经验公式求得。在关断时

6、，能量转移关系可写成 = 式（4.15）式中-最大的集电极电流（A）最大的集电极-发射极电压（V）最大的集电极电压上升时间（）最大的集电极电压下降时间（）解得电容C的表示式为 式（4.16）据上述，关断时C充电，开通时，已充电的C经R和放电，电容器两端的电压为： 式（4.17）为了承担关断时全部的充电电压，选RC值使，从而=。 同样，我们选择RC，使电容在每次导通时间中，可放完电。假设三倍时间常数可以放完电，则 3RC= 式（4.18） R= 式（4.19）本设计中，最大漏源电压为50V，最大漏极电流10A，上升时间是120ns，下降时间是95ns。工作频率为48KHz。则C=43取电容型号为

7、473。工作频率为48KHz，取=10.4则R=74取阻值为100的电阻。Boost 电路电压增益M=推证临界电感=电感电流连续模式下，考虑滤波电容器有内部寄生的电阻，考虑二极管电流之纹波电流会全都流进电容器，以保证负载上得到平直直流。因此二极管充电和放电能量相同，由形成纹波电压可表示为=纹波电压=×100%其中，C为电容容量，R为负载电阻，为纹波电压值。在指定纹波电压限值下，需要电容值C为C=二极管流过的平均电流=+TOP247Y芯片内部结构图，共有6个引出端，它们分别是控制端C、线路检测端L、极限电流设定端X、源极S、开关频率选择端F和漏极D。利用线路检测端(L)可实现4种功能：

8、过压(OV)保护；欠压(UV)保护；电压前馈(当电网电压过低时用来降低最大占空比)；远程通断(ONOFF)和同步。而利用极限电流设定端，可从外部设定芯片的极限电流。在每个开关周期内都要检测功率MOSFET漏源极导通电阻Ros(on)上的漏极峰值电流ID(PK)，当ID(PK)>ILIMIT时，过电流比较器就输出高电平，依次经过触发器、主控门和驱动级，将MOSFET关断，起到过电流保护作用。- 电源启动时，连接在漏极和源极之间的内部高压电流源向控制极充电，在RE两端产生压降，经RC滤波后，输入到PWM比较器的同相端，与振荡器产生的锯齿波电压相比。较，产生脉宽调制信号并驱动MOSFET管，因

9、而可通过控制极外接的电容充电过程来实现电路的软启动。当控制极电压Uc达到5.8V时，内部高压电流源关闭，此时由反馈控制电流向Uc供电。在正常工作阶段，由外界电路构成电压负反馈控制环，调节输出级MOSFET的占空比以实现稳压。当输出电压升高时，Uc升高，采样电阻RE上的误差电压亦升高。而在与锯齿波比较后，将使输出电压的占空比减小，从而使开关电源的电压减小。当控制极电压低于4.8V时，MOSFET管关闭，控制电路处于小电流等待状态，内部高压电流源重新接通并向Uc充电，其关断/自动复位滞回比较器可使Uc保持在4.85.8V之间。当开关电源的负载很轻时，能自动将开关频率从132kHz降低到30kHz(

10、半频模式下则由66kHz降至15kHz)，可降低开关损耗，进一步提高电源效率。当电源输入交流85265V时，交流电压U依次经过电磁干扰(EMI)滤波器(C1，L1)、输入整流滤波器(KBL406G，C2)获得直流高压UI。UI经过R1接L端，能使极限电流随UI升高而降低。它使用C3，VD型漏极钳位二极管P6KE200A和阻断二极管D1，以替代价格较高的TVS(瞬态电压抑制器)，用于吸收在TOP247Y关断时由高频变压器漏感产生的尖峰电压，对漏极起到保护作用。次级电压经过整流、滤波后获得多路输出。其中15V电源输出所用的是快速恢复二极管，其他输出用的二极管是肖特基二极管，其目的是减少整流管的损耗

11、。- 该电源采用3枚芯片，包括TOP247Y(U1)、光耦合器LTV817。A， 以及可调式精密并联稳压管LM431。为减小高频变压器体积和增强磁场耦合程度，次级绕组采用了堆叠式绕法。其稳压原理为，U=UR4+UZ+ULM431。当U发生变化时，如U增加时，流过光耦的电流增大，光耦输出的电流随着增大，流经TOP247Y控制端的电流增加，而占空比则减小，从而U下降，这样达到稳压的目的，反之U减小时也有相同的原理。- 可调精密稳压管LM431的内部参考电压为2.495V，输出电压经电位器和R7分压，可调电压在2.5V(基准值)至37V(最大值)之间。R6和C18构成LM431的频率补偿网络。C19

12、为软启动电容。除5V电压外，其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数比来确定。R9R12是15V输出的假负载，它能降低该路的空载及轻载电压。- 另外，为了尽可能减少电磁干扰，在开关电源的输入侧接入共模扼流圈，可以明显改善电磁噪声。而安全电容C6能滤除一次、二次绕组耦合电容产生的共模干扰，电容C1可滤除电网线之间的串模干扰。开关二极管: 1N4148     1N4150     1N4448快恢复二极管: FR101FR107     50V1000/1.0A可调电压基准电路: LM431高效光电耦合器: PC817     PC827      PC837     PC847脉宽调制PWM控制电路: TL494PWM Switch: TOP100TOP104      TOP200TOP204 TOP214      TO