射频微波电路导论课件(西电版)第3章

1、在传输线与负载之间加入无耗匹配网络，通常设计成从匹配网络看进去的阻抗为Z0 当负载和传输线匹配的时候（假设信号源是匹配的），可传输最大功率，并且在馈线上损耗最低 对阻抗匹配灵敏的接收机部件（如天线，低噪声放大器等）可以改进系统的信噪比，提高频率响应的线性度 在功率分配网络中（如天线阵馈电网络），阻抗匹配可以降低振幅和相位误差 复杂性 带宽 实现形式 可调性LLssRRRURIP2220)(令SLKRR则ssiRUP22112112KKPKKRUPisso所以 K1 即RLRS时 PO有最大值0123456789100.080.10.120.140.160.180.20.220.240.26KP

2、o/Pi data1负载电阻的取值与输出功率的关系 ljZZljZZZeeZZllljlljlintantan1100022000ZZZZlll线上的电压可以写为)()(0zjlzjeeVzV在源端giningZZZVlV )(其中由两个电压相等)(0ljlljginingeeVZZZV0020(1)j lgj lglgZeVVZZe 把输入阻抗的表达式代入上式，可得其中00ZZZZggg求得传输线上在源和负载都适配情况下的入射电压即可得到传输线上任意点的电压和电流Re21*ininIVP gininginZZZVV1Re2122inginingZZZZVP令inininjXRZgggjXRZ

3、222)()(21ginginingXXRRRVP)(0ZZl1 负载与传输线匹配0ZZin0l22002)(21gggXRZZVP传输到负载的功率)(ginZZ000ZZZZininl传输到负载上的功率)(421222ggggXRRVP总的反射系数但是 不一定为零，传输线上可能有一驻波思路：思路：假定Zg固定不变，改变输入阻抗Zin直到传向负载最大功率，得到Zin通过线上阻抗变换就可以求得相应的负载阻抗 Zl 为了使为了使P最大，对最大，对Zin的实部和虚部求偏导的实部和虚部求偏导0)()()(2)()(1022222ginginginingingininXXRRRRRXXRRRP0)(22

4、2giningXXRR0)()()(20222ginginginininXXRRXXRXP0)(gininXXR或或（a）（b）联立(a), (b)两式，可得共轭匹配的条件ginRRginXXginZZggRVP41212或得到得最大传输功率gl ,原因：失配线上多次反射的功率可能同相叠加的结果共轭匹配的另一种理解方式LZjgyllin0)(R与L并联输入阻抗在导纳圆图中的表示CjZgyLLin0)(R与C并联输入阻抗在导纳圆图中的表示0)(ZLjrzLLinR与L串联输入阻抗在阻抗圆图中的表示0)(CZjrzLLinR与C串联输入阻抗在阻抗圆图中的表示CL近似基极发射极的结电容，RL近似基极

5、发射极的电阻晶体管输入阻抗通过T型网络匹配到50欧的过程双元件网络即L型网络就是满足工程设计要求的最简单可行的匹配网络，采用两个电抗性元件（电感或者电容）把负载阻抗变换到需要的输入阻抗由电感和电容构成的8种不同形式的L型匹配网络电抗元件与复数阻抗串联将导致Smith圆图上的相应阻抗点沿等电阻圆移动并联将导致相应导纳点沿等电导圆移动串并联单一电抗元件在Smith圆图中的效果连接电感参考点向Smith圆图上半平面移动连接电容参考点向Smith圆图下半平面移动 求出归一化源阻抗和负载阻抗 在Smith圆图中过源阻抗相对应的点画出等电阻圆和等电导圆 在Smith圆图中过负载阻抗的共额复数相对应的点画出

6、等电阻圆和等电导圆 找出步骤2和3所画圆的交点，交点的数目就是可能存在的L型匹配网路的数目过源阻抗点和负载共轭复数点的等电阻圆和等电导圆LDszzz 四个圆有A,B,C,C四个交点 zA=0.5+j0.6, yA=0.8-j1 zB=0.5-j0.6, yB=0.8+j1 zC=1-j1.2, yC=3+j0.5 zD=1+j1.2, yD=3-j0.5 有4个交点，所以有4种可能的L型匹配网络LBszzzLAszzzLCszzz并联电感，串联电感并联电容，串联电感串联电容，并联电感串联电感，并联电感6 . 0)4 . 08 . 0() 18 . 0(2jjjyyjbsALnHbZLL63.6

7、2024 . 0)6 . 05 . 0() 15 . 0(1jjjzzjxALLnHZxLL59. 1011四种可能的匹配网络阻抗匹配的方向阻抗匹配的方向以上述例子为例，从负载端开始向源端匹配，即从负载阻抗25j50匹配到源阻抗的复数共轭阻抗对于任意给定的负载阻抗和源阻抗，至少存在两种可能的L型网络结构可以实现规定的匹配目标，如何选择这些匹配网络呢？网络选择需要考虑的几个方面 容易得到的元件值 直流偏置 稳定性 频率相应和品质因数BWfQL0为了描述匹配网络的带宽，引入负载品质因数概念0fBW中心频率3dB带宽56. 04 . 019. 21LQsssjXRZ对于匹配网络上每个节点的阻抗可以表

8、示为等效串联阻抗 或者等效并联导纳pppjBGY在每个节点，用电抗量Xs的绝对值与相应电阻Rs的的比值来定义Qn也可以用电纳量Bp的绝对值与相应电导Gp的的比值来定义QnssnRXQ PPnGBQ 2nLQQ 负载品质因数与节点品质因数关系对于复杂的匹配网络，有载品质因数常常简化为用节点品质因数的最大值来估算(a) 低通(b)高通估计出匹配网络的带宽GHzQfQfBWnL2200匹配网络的频率响应图(b)的网络带宽大约为2.4GHz,(a)的网络由于没有下边频，假设频率相应相对于谐振频率对称，则带宽大约为2GHz从频率响应图可以得到，某个匹配网络可能有更好的高频或者低频抑制特性当进行宽带设计的

9、时候，需要降低品质因数以便增加其带宽，比如宽带放大器设计时就需要低的QL当进行窄带设计的时候，需要提高网络的品质因数，以便抑制输出信号中的有害谐波，同时增加选频的能力，比如设计振荡器的时候就需要高的QL对于L形网络，无法控制L型匹配网络的Qn，只能接收或者放弃，所以需要增加第三个元件增加Q值的可调范围，就形成了T型或者pi型网络复杂的匹配网络的有载品质因数可以根据最大节点Qn来估算。T型匹配网络与L型匹配网络相比，增加的第三个元件使电路增加了一个节点，通过这个节点的选取来控制QL的值Z1为纯电抗元件，Z1与Zl串联的阻抗必然在rrL的等电阻圆上某点Z3为纯电抗元件，Z1与Zin串联的阻抗必然在

10、rrin的等电阻圆上某点T型匹配网络匹配过程以增加一个电路元件为代价，扩大了调整匹配网络品质因数（带宽）的自由度PI型网络和T型网络是相对应的一种匹配网络形式220/40ininnRXQ采用求解T型匹配网络同样的方法，过Zl和Zin点画出等电导圆，再根据过Zl的点导圆与等Q n2的线的交点确定串联元件PI型匹配网络匹配过程本例中Zl和Zin的相对位置决定了只有一个PI型匹配网络能够满足Qn2的条件。因为在匹配圆图中过Zl的电导圆和过B点的电阻圆相切，如果负载电阻降低，将得不到符合Qn要求得匹配网络结构降低节点品质因数得措施并不能无限制的增加带宽，还要受输入、输出阻抗的限制常见的混合匹配电路结构

11、调节电容的值和电容在传输线上的位置可以得到较宽的电路参数调节范围在Smith圆图中过Zl和Zin画等驻波比圆A点取过Zl的等驻波比圆与g1的圆的交点得到匹配电路分布参数元件和分立元件混合匹配网络输入端的电抗随电容在传输线的位置变化可以从正值变化到负值，匹配特性具有相当大的调节范围，对电容在传输线上位置敏感短截线匹配网络具有4个可调参数：短截线长度Ls和特征阻抗Z0s，传输线的长度Ll和特征阻抗Z0l等特征阻抗的短截线构成的全微带阻抗匹配两端开路或者短路短截线ls1和ls2并联在一段固定长度的传输线l2两端，传输线l2通常取1/8，3/8或5/8个波长，高频应用通常取3/8和5/8个波长的间隔Z

12、in=Z0,yA=1yB=yA-jbs2,在g=1的圆上，jbs2为短截线ls2产生的电纳经过3/8个波长的传输线l2，向负载方向移动270,g=1的圆移动后成为yC圆通过改变短截线ls1的长度，可以使yD最终落在yC圆上实现匹配NNNNNNVVVsssssssVVV21121211121121 VSVjkVjiijkVVs, 0jVS参数矩阵形式参数矩阵形式或者其中S矩阵元可确定为通过使用入射波电压 激励j端口并测量从i端口出来发射波电压就可得到Sij要求除j端口的所有其他端口上的入射波设置为零，也即所有其他端口应端接匹配负载以避免反射。Sii就是当所有其他端口接匹配负载的时候向i端口看去的反射系数，而Sij是当所有其他端口接有匹配负载时从j端口到i端口的传输系数定义归一化电压0220220110112,21,1ZVbZVaZVbZVariri归一化电压的特征阻抗相当1欧21221122211211asasbasasb212122211211aassssbb021111aabs1 输入端口为1端口，端口2接匹配负载022112aabs2 输入端口为2端口，端口1接匹配负载012222aabs011221aabs端口1在端口2接匹配负载情况下的反射系数在端口2接匹配负载时端口1和端口2