CMOS差分放大器

1、CMOS差分放大器CMOS差分放大器的基本电路结构如图（a）、 （ b）所示二、工作原理假设 M3 与 M4 完全一致，则有：ID3 ID4，即ID1 ID3 ID4。根据输入状态来分析该电路的工作原理：,（ 1 ） VGS1 VGS2，则M1 与 M2 的电流相等，即有：ID1 ID2，所以ID4 ID2，此时的输出电流为Io ID4 ID2 0。,（2） VGS1>VGS2，ID1 >ID2，则ID4>ID2，输出电流IoID4ID2>0。（3） VGS1<VGS2，ID1 <ID2，则ID4<ID2，输出电流IoID4ID2<0。且由于 I

2、D1 ID2 IS，所以ID1 的增加量（或减小量）等于ID2的减小量（或增加量），这样输出电流Io 等于差分对管的漏极电流ID1 与 ID2之差， 它的最大电流值为IS， 从而实现了差分放大器的差分输出信号转换成单端输出信号。图 （b）则是另一种形式的CMOS差分放大器，PMOS管 M1 与 M2 作为差分对管，NMOS管 M3 与 M5 构成电流源电路，作为差分放大器的负载。差分放大器的工作电流由电流源IS所提供，该电路的工作原理如同图（a）的电路结构一致。三、电路分析大信号分析以处于饱和区的NMOS管 M0 作为电流源。转换特性（ 1） Vi1<<Vi2： M1 截止， M3

3、 也截止，由于M4 与 M3 完全相同，则M4 截止，因此无电流从 VDD中抽取，M2 与 M0 工作在深线性区，电流也为0，因此Vo=0。,（ 2） 当 Vi1 接近 Vi2： M1 导通， 通过 M3 对 ID0 分流并使M4 导通， 则其输出电压依赖于ID4与 ID2之间的差值。对于 Vi1 与 Vi2 间差值很小时，M2、 M4 饱和， 产生了高增益，如图（b）所示，当Vi1 大于 Vi2 时， ID1 、 |ID3| 、 |ID4| 增大而 ID2 减小，最终驱动 M4 进入线性区。,（ 3） Vi1>>Vi2： VGS2< Vth2， M2 截止， M1 、 M3

4、、 M0 饱和， M4 工作于深线性区，并为零电流，故Vo=VDD。注：当Vi1 >VA Vth 时， M1 进入线性区。,（ 4） CMOS 差分放大器的输入输出特性可以用前图表示,CMOS 差分放大器的输入输出特性可以用前图表示。四、电路分析输入共模电压由以上的分析可知，只有电路中的所有MOS 管都处于饱和区时，电路的增益为最大，而为了保证MOS 管处于饱和区，则必须对电路的输入共模电压进行合理的设定。由图 （ a）可以看出，M2 饱和的条件是VDS2不小于VGS2 Vth2，因此为了得到大允许输出压摆，输入的共模电平越小越好，但其小值为：VGS2+VDS0,min，此时放大器的输出

5、最小为：VGS2VDS0min Vth。?CMOS 差分放大器中输入共模电平与输出压摆间的直接相关是这种电路的一个明显的缺点。五、电路分析平衡输入时的输出电压平衡输入是指Vi1=Vi2，假设电路中M1 与 M2， M3 与 M4 完全对称，存在沟道制效应为保则根据但由于存在沟道调制效应，为了保证ID1 ID2 ID3 ID4，则根据饱和萨氏方程可知：Vo 的电位必须与VA的电位相等，以确保VDS1 VDS2， VDS3 VDS4，所以输出电压应为：但在实际的CMOS差分放大器中，存在着电路的非对称性，这就会导致Vo与 VA之间的很大偏差，可能促使M2 或 M4 进入线性区。例 如， 当 M2

6、的阈值电压略小于M1 的阈值电压，即使Vi1=Vi2，前者的电流就大于后者，造成Vo 明显下降，由于这个原因，该电路很少使用在开环状态放大小信号。六小信号分析对图（a）中电路进行小信号分析，为了简化分析，忽略衬底偏置效应，在小信号差分输入时，由于二极管连接的器件M3 在节点 Q 处的电压增益远小于从输入到节点B 处的电压增益， 在节点 A 和 B 处的压摆有很大的不同，因此在节点Q 处的 VO1 与 VO2 的所产生的效应（分别通过ro1 与 ro2）不能相互抵消，即节点 Q 不能认为是实际地，所以在计算该电路的差分增益时不能采用半电路概念。可以用两种方法求解小信号电压增益：（ 1）采用戴维南

7、等效电路的方法求解；（ 2）根据基本单极放大器的增益公式|Av|=GmRo 来求解。七、小信号分析等效跨导Gm 的计算考虑前图（a）中的电路，虽然该电路结构不是完全对称，但由于从节点A 看进去的电阻较低且压摆较小，从节点A 到节点 Q 的电流通过ro1 的分量可以忽略，节点Q 可以认为是实际地电位，因此可以得到如图（b）所示的等效电路，则可以直观得到：由上式可以得到，CMOS差分放大器的等效跨导|Gm| gm1,2。 并且由于是有源电流镜工作，该值为电阻负载差分放大器的跨导的两倍。八、小信号分析等效输出负载Ro的计算Ro 不能直接计算，但可根据求等效电阻的方法求解，对于小信号而言可以认为电流源

8、IS开路，所有流入M1 的电流必定从M2 流出， 这两个 MOS管的作用可用一个电阻RAB=2ro1,2代替。通过RAB从 A点流出的电流经过M3 镜像到M4（增益为1），则有：上式中的因子“ 2” 表示 M3 与 M4 复制电流的次数，由于 2ro1,2>>1/ gm3 ro3， 则有：所以CMOS差分放大器的总的电压增益为：九、 CMOS差分放大器的共模特性理想的CMOS差分对，其共模抑制比应为无穷大。但在实际电路中由于存在各种误差及器件的不对称性，因而其共模抑制比为一有限量。首先只考虑尾电流源输出负载为有限值的情况，如图所示。当输入共模电平改变时会引起所有MOS 管的偏置电流

9、的变化，从而产生了差模输出。定义共模增益为：由于输入共模信号的变化而产生的差分输出分量，即为：假设图(a)的电路中的器件是对称的，则对于任何输入共模电平有：Vo=VA，即在共模输入 时节点 A与节点 B可视为短路，则可得到如图(b)所示的等效电路(b)所示的等效电路。则有：假设 1/（2gm3,4）<<ro3,4 ，忽略 ro1,2/2 影响，则有：根据共模抑比定义可得：因此，在尾电流源以饱和NMOS 管代替时，即使电路完全对称差模输出信号也会被输入共模信号的变化干扰全对称，差模输出信号也会被输入共模信号的变化干扰；而全差分电路中不存在此现象。?上式还表明，经合理设计其共模抑制比是

10、可以提高的，一般在设计CMOS差分放大器时，如果差模增益越高，则要求其共模抑制比也要高。如果共模抑制比较低，可采用共模负反馈进一步降低共模增益，而不影响差模增益，因此提高了共模抑制比?以上介绍的是电路完全对称情况下的共模抑制比，若考虑差分放大器的不对称性，其共模抑制比还要下降。十、失调分析失调电压对于CMOS差分放大电路，它的输入失调电压VOS由两部分组成两部分组成：,（ 1 ）输入差分对管M1 、 M2 本身失配的影响。（ 2）有源负载M3、 M4 失配的影响。M1 、 M2 对管失配引起的输入失调电压为：式中 Vth1 为 M1 、 M2 的阈值电压差值，gm1 是 M1 、 M2 的跨导

11、， KN1 、 KN1 分别是M1 、 M2 的参数 KN 的差值与平均值。负载对管M3、 M4 失配引起的输入失调电压记为VOS2， 它是由对管本身的失电引起它们的电流它是由于M3、 M4 对管本身的失调电压引起它们的电流失配，即ID3 不等于ID4， 这个电流误差使M1 、 M2 对管 产生同样的电流误差，其失调电压在输入端产生的附加电压就是VV与 MM 的失调电压 V 加电压就是VOS2， VOS2与 M3、 M4 的失调电压 VGS3有如下关系：式中 gm3 为 M3、 M4 的跨导， VGS3为 M3、 M4 的失调电压。 VGS3可表示为：式中 Vth3 为 M3、 M4 的阈值电压差， KN3、 KN3分别是 M3、 M4 的参数 KN 的差值与平均值。则有：所以，CMOS差分放大器由于电路的不对称性所引起的总的失调电压为：把 KN 用器件的几何尺寸代入上式可得：由上式可以看出，减小该差分放大器的输入失调电压的方法有：（ 1 ）减小输入差分对管的阈值电压之差值，增大沟道的宽度和长度；（ 2） 减小比值gm3/gm1 ， 即减小 M3、 M4 的沟道的宽长比与M1 、 M2 的沟道宽长比之比值，以减小M3、 M4 的失配对输入失调电压的影响。,（ 3） 因此在版图设计时应适当减小M3、 M4 的沟道宽长比，增大 M1 、 M2