上海大学模拟电子技术课程设计——高保真

1、精选优质文档-倾情为你奉上电子技术课程设计报告 高传真音频功率放大器魔都大学机自学院自动化系自动化 专业姓名:学号:指导老师: 2018年6月29日一、 用途 家庭、音乐中心装置中作主放大器二、主要技术指标1. 正弦波不失真输出功率Po5W (f=1kHz,RL=8W，Pomax5W )2. 电源消耗功率PE10W3. 输入信号幅度VS=200400mV（f=1kHz，RL=8，Po5W )4. 输入电阻 Ri10kW ( f=1kHz )5. 频率响应 BW=50Hz15kHz ( RL=8W，Po5W)三、设计步骤1选择电路形式 功率放大器的电路有双电源供电的OCL互补对称功放电路，单电源

2、供电的OTL功放电路，BTL桥式推挽电路和变压器耦合功放电路等等。这里选用OTL电路。OTL 功率放大器通常由功率输出级、推动级和输入级三部分组成。功率输出级有互补对称电路和复合管准互补对称电路，前者电路简单易行，但由于大功率管不大，故推动级要求有一定功率，复合管准互补对称电路的优点是大功率管可用同一型号，复合后较大，推动级只要小功率管就可以了，但复合管饱和压降增大故电源电压要相应高一些，晶体管数目要多一些。推动级通常是甲类放大，其工作电流大于功率管基极推动电流，故有一定电流要求。由于推动极电压幅度与输出级相同，通常采用自举电路达到，一般推动级都是共射极放大电路，具有一定的电压增益。输入级的目

3、的是为了增大开环增益，以便引入深度负反馈，改进电路的各项指标。本次设计采用较简单的互补对称 OTL 电路，电路中的二极管是为消除交越失真而设。推动级的偏置由功放级引入电压并联负反馈形式进行，起稳定工作点的作用，整体交流电压串联负反馈改善放大器各项指标。 输入级的目的是为了增大开环增益，以便引入深度负反馈，改进电路的各项指标。电路中的R11是稳定功放管静态电流用的;推动级的偏置由功放级引入电压并联负反馈，起稳定工作点的作用;整体交流电压负反馈改善放大器各项指标。特点：较典型的OTL电路，局部反馈稳定了工作点，总体串联电压负反馈控制了放大倍数并提高输入电阻和展宽频带，退耦滤波电容及校正电容是为防止

4、寄生振荡而设。图1 总设计图2.设计计算2.1电源电压确定Vcc1.258RLPo=1.258×8×522 V2.2功率级设计功放管参数： ICM=VCC2RL=222*8=1.375AVCEM=VCC2=222=11V𝑃𝐶𝑀 = 0.2 𝑃0 = 0.2 5 = 1𝑊 经查，BD137（12.5W、60V、1.5A）、BD136（12.5W、60V、1.5A）能满足上述要求。 功率管所需推动电流： Ib3M=ICM=1.375A50=27.5mA耦合电容C6: C6=3512fLRL2200F

5、 (取2200F/25V)稳定电阻：过大则功率损失太大，过小温度稳定性不良，通常取0.51。2.3推动级设计 IC2>IB3M=30mA取IC2=44mA,VCE2M=VCC=22VPC2M=VCC2×IC2=22V2×44mA=0.48W为了消除交越失真，这里选用二极管1N4002.R9+R10=VCC2-VBC3MIC2=250 一般有R10>R9RL,故取R9=80，R10=170。C5=3512fLR9|R10110F,故取 110F/15V。IB2=IC2=44mA100=0.4mA典型电路中R7+W1，R8支路电流应不小于（35）IB2,取IR8=1

6、.2mA，则R8=0.7V1.2mA=580,R7+RW1=VCC2IR8+IB2=111.2+0.46.875k选择R7=2.5k，W1=4.7k进行调节以达到最佳工作点。R7+RW1上反馈电流的峰值：Ib2M=Ib2=0.4mARbe2=1+26Ie=65 Rbe3=1+326Ie=1.8 其中，Rbe3为大功率管的输入电阻，由于乙类放大Ie是变化的，难以准确计算，以𝐼𝐶𝑀/2为𝐼e的计算值。 RL2'=170|1.8+(1+50)×8|80=372Av2=-2RL2'Rbe2=-100×3

7、7265=-572Vb2M=VCC2/Av2=11/572=0.02VIR8M=Vb2MR8=0.02V583=0.03mAIR7M=VCC/2R7+RW=11V6.9=1.6mA由于IR7MIR8M,所以IR8M可以忽略不计IM=IB2M+IR7M+IR8MIB2M+IR7M=2.03mA2.4 输入级设计由于推动级需要2.2mA的交流推动信号，故输入级静态电流需大于2.2mA，取IC1=0.4mA,推动级所需电压信号只有0.2V，故输入级电压的配置可以比较随意，取R3、R4为2k,R6为1k，各压降分别为8V，8V，4V。 VCE=22-20=2V,取T1为BD137IB1=IC1=0.0

8、4mA取IR2=4IB1=0.16mA,则 R2=4mA×2K+0.7V0.16mA54.4k ,取R2=51k R1=20V-8.7V0.16mA70.6k，取R1=62 k耦合电容选取C2=10F/ 10V， C3=C4=100F/ 15V 2.5负反馈设计 取R5=8,不宜太大以免降低总开环倍数。由Po>6W,即Vi>Po×R56.3V Avf=VOVi=6.3V300mV=21 Avf=1Fv=R12+R5R5=21解得 R12169取R12100+470（滑动变阻器）以便于调试。2.6电路指标验算 不失真功率𝑷𝟎 设 Q

9、1、Q2 的 V𝐶𝐸𝑆等大约要损失电源电压 2V，则实际输出幅度 V𝑂𝑀9V 电源消耗功率𝑷𝑬 灵敏度（可计算闭环增益𝑨𝑽𝒇） Avf=R12+R5R5=160+88=21 Avf=VOVi=PORLViVi=PORLAvf=5×821=303mV满足要求。输入电阻 𝐑𝒊 R𝑖 = R1 R2 𝑟𝑏𝑒1 + (1 + ⼙

10、3;1) R5(1+ 𝐴𝑉0 𝐹𝑉 ) = 62k 51k 850 + 101x10x16=28KW > 10 KW 符合指标要求。 3.1 静态调试 图2如图2所示，输出级中点电压 V0=11.168VVCC2=11V3.2动态调试输出功率Po在 f=1kHz，RL=8,输出波形基本不失真时，测出输出电压值VO有效值必须大于6.325V ，计算出输出功率大于5W。在 f=1KHz、 R𝐿 = 8𝛺，输出波形即将失真时，波形如下图 3 所示：VOM=18.1072=9.0535VPo=VO&#

11、215;VO2RL=9.0535V×9.0535V2×85.13W,符合要求 图3（幅值大的为输出）灵敏度测试在 f=1kHz，RL=8，Po5W 时，测出 VS 的值，必须控制在 200400mV 之间。 将信号略减小使输出保持约 6.325（实际 6.327V）伏，测得输入电压的值 220mV 在 200400mV 之间，仿真结果如图 4 所示。 图4当输出电压为6.325V时，此时Vs为222.4mV>200mV,符合条件。电源消耗功率 用电流表测量电源电流，计算电源消耗的功率，如下图5。 图5由图 5 可知： 电流I = 419.93mA，电源功率P = UI

12、 = 22V × 419.93mA = 9.24W < 10W，满足题意。 输入阻抗Ri在放大器输入端串一只10k电阻R1，保持输出5W功率（即输出电压6.325V），分别测出R1前端电压值V1和后端电压值V2，由Ri=V2V1-V2×R1计算出输入电阻。图6图7由图6得，V1221.8mV,由图7得，V2126.6mV Ri=V2V1-V2×R1=126.6221.8-126.6×10K13.3k>10k,符合条件频率响应在上述情况下增加或降低输入信号频率（幅度不变），输出电压随之下降，当其下降到原来的0.707倍时，或输出波形产生明显失真

13、，记下放大器的上、下限频率值。为了测出上限频率，将Q4的Zero-bias B-C junction capacitance (CJC)参数，把原来的0改为pF级的电容值（如9e12）。 这里我采取-3dB测量。测试结果如下图： 图8 最高分贝图9 fL 图10 fH由图9得下限频率fL=10.781Hz，由图10得上限频率fH=69.251kHz，符合要求四、小结及感想这次课程设计对于我是一个不小的挑战。在这次设计中也让我认识到了自己的很多问题，如在学习时太偏重于理论，到了实际应用时才发现自己对于电路设计的经验过于不足。我在设计的过程中遇到了以下一些困难： 首先最重要的困难是不了解三极管的选用。平时学习中我们用的都是理想三极管，而到了设计时就要考虑三极管的参数，否则很容易出现三极管被击穿的现象。在经历多次失败后，最终我在网上搜索到了常用的音频放大器三极管型号，从中选择了 BD136 与BD137，符合本次设计要求。其次是不了解电阻的选用。在设计计算时，有好几个电阻按照我计算的值仿真出来达不到设计要求，我只能在网上查阅资料，不断调整各个电阻的值，使电路在输出波形无明显失真的情况下达到设计要求。这也让我明白好多时候计算出的值和实际是不同的，要根据经验对许多元件的值进行适当的调整。最后是搭建电路，调试时不够细心。在一开始